马达控制器和电动助力转向系统 【技术领域】
本发明涉及马达控制器和包括该马达控制器的电动助力转向系统。背景技术 电动助力转向系统已经被使用， 其配置成依据由驾驶员施加在把手 ( 方向盘 ) 上 的转向转矩来驱动电马达， 由此为车辆的转向机构提供辅助的转向力。有刷马达作为电动 助力转向系统的电马达已经被广泛地使用。近来， 出于改善可靠性和耐久性及减少惯性等 方面的考虑， 还使用无刷电马达。
为了控制在马达中产生的转矩， 马达控制器通常检测流经马达的电流并依据要被 提供给马达的电流和检测到的电流之间的差执行 PI 控制 ( 比例积分控制 )。 马达例如为三 相无刷马达， 并由三种 PWM( 脉冲宽度调制 ) 信号所驱动， 这三种 PWM 信号具有基于三相电 压的电平的占空比。驱动三相无刷马达的马达控制器包括两个或者三个电流传感器， 这些 电流传感器用于检测具有两相或两相以上的电流。
与本发明相关地， JP-A-8-317698 公开了用于通过使用马达电路等式来确定 d 轴 指令电压和 q 轴指令电压、 并且在再生操作期间校正 d 轴指令电压和 q 轴指令电压以改善 转矩特性的结构。JP-A-2004-64839 另外公开了用于从流经马达的电流来估计马达负载的 状态从而校正 PWM 信号的占空比的结构。此外， JP-A-2007-166711 还公开了用于依据电源 电压校正占空比的结构。
发明内容 发明要解决的问题
在包含于电动助力转向系统中的马达控制器中， 电流传感器需要检测 100 安培或 者更大的大电流。这种电流传感器的尺寸很大， 妨碍了电动助力转向系统的控制器的尺寸 的减小。因此， 期望减少包含于例如电动助力转向系统中的马达控制器的电流传感器的数 量。电流传感器数量的减少导致马达控制器的成本和功耗的降低。
可想到的减少电流传感器的数量的方法是用于将电流传感器的数量减少至一个 并进行与相关领域中类似的反馈控制的方法， 或者移除所有电流传感器并按照马达电路等 式进行开环控制 ( 前馈控制 ) 的方法等。
然而， 依照前一种方法， 取决于马达的转子的转动的位置， 一个电流传感器可能无 法检测反馈控制所需的多相电流， 这将导致马达控制变得不连续。根据后一种方法能够连 续地控制马达。然而， 如果马达电路等式中的参量发生改变， 则可能不会正确地控制马达。
本发明的目的是提供马达控制器和包括该马达控制器的电动助力转向系统， 即使 当用于计算马达驱动电压的参量变化时， 该马达控制器也能够以高精确度驱动马达。
解决问题的办法
在第一发明中， 一种被配置成驱动无刷马达的马达控制器， 所述马达控制器包括 ： 电流检测装置， 用于检测流经无刷马达的电流 ； 开环控制装置， 用于基于表示要被提供给无
刷马达的电流量的指令电流值和无刷马达中的转子的角速度、 按照马达电路等式来确定指 令值， 该指令值表示用于驱动无刷马达的指令电压的电平 ； 校正装置， 用于当电流检测装置 检测到电流时基于指令电流值和由电流检测装置检测到的电流值之间的差来计算校正值 并依照计算出的校正值来对指令值进行校正， 以及用于即使当电流检测装置未检测到电流 时也依照所述校正值来对指令值进行校正 ； 以及马达驱动装置， 用于使用具有由校正装置 校正的指令值所表示的电平的电压来驱动无刷马达， 其中马达驱动装置包括开关电路， 该 开关电路包含多个开关部件并配置成向无刷马达提供电流。
在第二发明中， 一种根据第一发明的马达控制器， 其中， 数量仅为一个的电流检测 装置被设置在开关电路和电源之间。
在第三发明中， 一种根据第一或者第二发明的马达控制器， 其中， 当电流检测装置 检测到电流时， 基于通过分别从作为指令电流值的 d 轴电流值和 q 轴电流值中减去由电流 检测装置检测到的 d 轴电流值和 q 轴电流值而确定的值， 校正装置计算出 d 轴校正电压值 和 q 轴校正电压值作为校正值， 并且依据计算出的 d 轴校正电压值和计算出的 q 轴校正电 压值来校正 d 轴指令电压值和 q 轴指令电压值， 并且即使当电流检测装置未检测到电流时， 校正装置也依据 d 轴校正电压值和 q 轴校正电压值计算 d 轴指令电压值和 q 轴指令电压值。 在第四发明中， 一种根据第一或第二发明的马达控制器， 其中， 马达驱动装置还包 括信号发生装置， 用于生成将多个开关部件中的每一个接通或断开的信号， 以及其中， 校正 装置基于校正值校正占空比， 占空比表示根据指令值确定的信号的接通时段与断开时段的 比。
在第五发明中， 一种根据第一到第四发明中的任一发明的马达控制器还包括被配 置成对值进行存储的非易失性存储装置， 其中校正装置在具有预定间隔的时间点中的每个 时间点或者当所述马达控制器的工作停止时在所述非易失性存储装置中存储校正值， 并且 在所述马达控制器被启动时读取存储在非易失性存储装置中的校正值。
在第六发明中， 一种电动助力转向系统包括依据第一到第五发明中的任一发明的 马达控制器。
发明优点
根据第一发明， 依照马达电路等式并通过开环控制、 基于指令电流值和转子的角 速度来确定指令值。即使当电流检测装置未检测到电流时， 也通过基于已经被电流检测装 置检测到的电流值而计算出的校正值来来对指令值进行校正。因此， 即使当马达电路等式 中的参量 ( 例如 Φ 值或 R 值等 ) 由于生产变化和温度变化而改变时， 也基于由电流检测装 置检测到的电流值来计算校正值。 因此， 能够以高精确度驱动无刷马达， 由此产生期望的马 达输出。
根据第二发明， 提供数量仅为一个的电流检测装置， 因此能够减小马达控制器的 尺寸、 成本和功耗。此外， 与例如使用一个电流传感器来进行反馈控制的马达控制器相比， 该马达控制器的控制不会变得不连续， 并且因此能够防止产生声音和振动。
根据第三发明， 通过基于 dq 轴的校正电压值对基于 dq 轴的指令电压值进行校正。 因此， 能够通过简单的计算计算出校正值。
根据第四发明， 直接通过校正值校正被提供给开关电路的信号 ( 通常为 PWM 信号 ) 的占空比。因此， 能够通过简单的计算计算出校正值。此外， 在从电压值到占空比的转换中
没有引起误差。因此， 能够以更高精确度驱动无刷马达。
根据第五发明， 校正值被存储在非易失性存储装置中， 并且读取在控制器的工作 开始时存储的校正值。因此， 即使当已知参量 ( 比如马达电路等式的参量 ) 与实际值不同 时， 也可能从马达控制器启动其工作时起以较高精确度进行控制。
根据第六发明， 即使当用于确定指令值的参量由于生产变化和温度变化而改变 时， 也能够以高精确度驱动马达， 以此产生期望的马达输出。因此， 平滑的转向辅助成为可 能。 附图说明
图 1 是示出本发明实施例的电动助力转向系统的结构的示意图。
图 2 是示出本发明第一实施例的马达控制器的结构的框图。
图 3 是示出三相无刷马达的三相交流 (AC) 坐标和 dq 坐标的图。
图 4 是示出本发明第二实施例的马达控制器的结构的框图。
附图标记说明
10 ： 电子控制单元 (ECU)， 13 ： 马达驱动电路， 20 ： 微型计算机 具体实施方式
通过参考附图来描述本发明的实施例。
<1. 第一实施例 >
<1.1 电动助力转向系统的总体结构 >
图 1 是示出本发明第一实施例的电动助力转向系统的结构和与电动助力转向系 统有关的车辆的结构的示意图。图 1 中示出的电动助力转向系统是柱辅助电动助力转向系 统， 包含有无刷马达 1、 减速齿轮 2、 转矩传感器 3、 车辆速度传感器 4、 位置检测传感器 5 和 电子控制单元 ( 以下称为 “ECU” )10。
如图 1 中所示， 把手 ( 方向盘 )101 被固定在转向轴 102 的一端上， 并且转向轴 102 的另外一端通过齿条齿轮传动机构 103 被连接到齿条轴 104。齿条轴 104 的每一端通过包 括有连杆和转向关节臂的连接构件 105 连接到行进轮 106 上。 当驾驶员转动方向盘 101 时， 转向轴 102 旋转， 从而齿条轴 104 进行往复运动。车轮 106 的方向与齿条轴 104 的往复运 动相关联地改变。
为了减少驾驶员的负担， 电动助力转向系统执行下面描述的转向辅助。转矩传感 器 3 检测由于对方向盘 101 的操作而被施加给转向轴 102 的转向转矩 T。车辆速度传感器 4 检测车辆速度 S。位置检测传感器 5 检测无刷马达 1 的转子的转动位置 P。位置检测传感 器 5 例如包括定位解算器。
当接收到来自车载电池 100 的供电时， ECU 10 根据转向转矩 T、 车辆速度 S 和转动 位置 P 来驱动无刷马达 1。当被 ECU 10 驱动时， 无刷马达 1 生成转向辅助力。减速齿轮 2 被设置在无刷马达 1 和转向轴 102 之间。由无刷马达 1 所产生的转向辅助力作用于通过减 速齿轮 2 使转向轴 102 旋转。
结果， 施加在方向盘 101 上的转向转矩和由无刷马达 1 产生的转向辅助力使转向 轴 102 旋转。电动助力转向系统通过将无刷马达 1 产生的转向辅助力施加至车辆的转向机构来进行转向辅助。
本发明的本实施例的电动助力转向系统的特征在于驱动无刷发动 1 的控制器 ( 马 达控制器 )。包括在本实施例的电动助力转向系统中的马达控制器在下文中说明。
<1.2 马达控制器的总体结构 >
图 2 是示出本发明第一实施例的马达控制器的结构的框图。图 2 中示出的马达控 制器包括 ECU 10 并驱动无刷马达 1， 该无刷马达 1 包括三相绕组 ( 未示出 )， 即 u 相绕组、 v 相绕组和 w 相绕组。ECU 10 包括相位补偿器 11、 微型计算机 20、 三相 /PWM( 脉冲宽度调 制 ) 调制器 12、 马达驱动电路 13 和电流传感器 14。
从转矩传感器 3 输出的转向转矩 T、 从车辆速度传感器输出的车辆速度 S 和从位置 检测传感器 5 输出的转动位置 P 被输入给 ECU 10。相位补偿器 11 对转向转矩 T 进行相位 补偿。微型计算机 20 用作控制装置， 用于确定被用于驱动无刷马达 1 的指令电压的电平。 微型计算机 20 的功能的详情将在稍后进行说明。
三相 /PWM 调制器 12 和马达驱动电路 13 包含硬件 ( 电路 ) 并且用作用于使用由 微型计算机 20 确定的电压电平来驱动无刷马达 1 的马达驱动装置。为了生成具有占空比 ( 该占空比基于由微型计算机 20 所确定的三相电压的电平 ) 的三种 PWM 信号 ( 图 2 中示出 的 U、 V 和 W)， 三相 /PWM 调制器 12 从微型计算机 20 接收与该占空比对应的电压信号并生 成具有该占空比的三种 PWM 信号。马达驱动电路 13 是 PWM 电压型反相电路， 包括用作开关 部件的六个 MOS-FET( 金属氧化物半导体场效应晶体管 )。这六个 MOS-FET 被三种 PWM 信号 和它们的反相信号控制。通过 PWM 信号的使用来控制 MOS-FET 的电导通状态， 由此将三相 驱动电流 ( 即 U 相电流、 V 相电流和 W 相电流 ) 提供给无刷马达 1。马达驱动电路 13 包括 多个开关部件并用作被配置为提供电流给无刷马达 1 的开关电路。 电流传感器 14 用作电流检测装置， 用于检测流经无刷马达 1 的电流。电流传感器 14 例如包括电阻器和霍尔 (hall) 部件， 并且在马达驱动电路 13 和电源之间仅设置一个电 流传感器。在图 2 中示出的示例中， 电流传感器 14 被设置在马达驱动电路 13 和电源的负 极侧 ( 地 ) 之间。然而， 电流传感器 14 可以被设置在马达驱动电路 13 和电源的正极侧之 间。
在无刷马达 1 的旋转期间， 电流传感器 14 检测到的电流值依据 PWM 信号而变化。 PWM 信号的一个周期包括电流传感器 14 检测一个相位的驱动电流的时间段以及检测具有 两个相位的驱动电流之和的另一时间段。当三个相位指令值 Vu、 Vv 和 Vw 之间不存在差别 时， 检测不到电流。如上所述， 尽管由于仅设置了一个电流传感器 14 而存在不能检测到电 流的时间段， 但在无刷马达 1 的转动期间， 能够通过使用一个电流传感器 14 来检测三相驱 动电流。将电流传感器 14 检测出的电流值 ia 输入给微型计算机 20。
微型计算机 20 执行在结合在 ECU 10 当中的存储器 ( 未示出 ) 中存储的程序， 因 此用作指令电流计算单元 21、 开环控制单元 22、 dq 轴 / 三相转换单元 23、 角度计算单元 24、 角速度计算单元 25 和校正电压计算单元 26。 如下所述， 基于表示要被提供给无刷马达 1 的 电流的量的指令电流值和无刷马达 1 的转子的角速度， 微型计算机 20 依照马达电路等式来 确定要被提供给马达驱动电路 13 的电压 ( 下文中被称为 “指令电压” ) 的电平。以下详细 说明通过微型计算机 20 的工作实现的各个单元的功能。
<1.3 微型计算机的工作 >
基于由位置检测传感器 5 检测到的转动位置 P， 在微型计算机 20 中用作功能部件 的角度计算单元 24 确定无刷马达 1 的转子的转角 ( 以下称为 “角度 θ” )。角速度计算单 元 25 基于角度 θ 确定无刷马达 1 的转子的角速度 ωe。如图 3 所示， 当为无刷马达 1 设定 “u” 轴、 “v” 轴和 “w” 轴时， 并且当为无刷马达 1 的转子 6 设定 “d” 轴和 “q” 轴时， “u” 轴与 “d” 轴所形成的角度就是角度 θ。
基于已经过相位补偿的转向转矩 T( 从相位补偿器 11 输出的信号 ) 和车辆速度 S， 指令电流计算单元 21 确定要被提供给无刷马达 1 的 d 轴电流和 q 轴电流 ( 前一电流在下 文中被称为 “d 轴指令电流 id*” ， 而后一电流在下文中被称为 “q 轴指令电流 iq*” )。更具体 地， 指令电流计算单元 21 在将车辆速度 S 作为参量的同时， 结合了存储转向转矩 T 和指令 电流之间的对应关系的表 ( 下文中被称为 “辅助映射” )， 并参照辅助映射来确定指令电流。 通过使用辅助映射， 当提供了一定大小的转向转矩时， 能够获得要被提供给无刷马达 1 的 d * * 轴指令电流 id 和 q 轴指令电流 iq ， 以产生具有与该一定大小的转向转矩相匹配的转向辅 助力。
由指令电流计算单元 21 确定的 q 轴指令电流 iq* 是有符号的电流值， 并且该符号 代表转向辅助的方向。例如， 当符号为正时， 执行向右转的转向辅助。相反， 当符号为负时， * 执行向左转的转向辅助。通常将 d 轴指令电流 id 设置为零。 基于 d 轴指令电流 id*、 q 轴指令电流 iq*、 角速度 ωe 以及将稍后说明的 d 轴校正 电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq， 开环控制单元 22 确定要被提供给无刷马达 1 的 d 轴电压 和 q 轴电压 ( 前一电压在下文中被称为 “d 轴指令电压 vd” ， 而后一电压在下文中被称为 “q 轴指令电压 vq” )。通过使用下列的等式 (1) 和 (2) 计算出 d 轴指令电压 vd 和 q 轴指令电 压 vq， 在等式 (1) 和 (2) 中 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq 被分别加入到马达电 路等式中。
vd ＝ (R+PLd)id*-ωeLqiq*+Δvd...(1)
vq ＝ (R+PLq)iq*+ωeLdid*+ωeΦ+Δvq...(2)
在等式 (1) 和 (2) 中， 符号 vd 表示 d 轴指令电压 ； vq 表示 q 轴指令电压 ； id* 表示 d 轴指令电流 ； iq* 表示 q 轴指令电流 ； ωe 表示转子的角速度 ； R 表示包括电枢绕组阻抗的 电路阻抗 ； Ld 表示 d 轴自感系数 ； Lq 表示 q 轴自感系数 ； Φ 表示将 U 相、 V 相和 W 相的电枢
绕组磁通量中的最大值乘以所得到的乘积 ； P 表示微分算子。在这些因数中， 认为 R、Ld、 Lq 和 Φ 为已知参量。电路阻抗包括在无刷马达 1 和 ECU 10 之间的线路阻抗、 马达驱 动电路 13 的阻抗和 ECU 10 中的线路阻抗等。以上同样适用于随后的实施例。
当然， 关于已知的参量， 比如电路阻抗 R， 通常使用所有设备通用的 ( 理想的 ) 值。 因此， 在通用值和实际值之间存在差异， 因此由该差异导致的控制精确度降低就不可避免。 尽管在出厂时将实际测量的值用于各个装置， 但老化和由在工作期间产生的热所引起的变 化不能被完全地反映在参量上， 这会使控制精确度变差。 在本实施例中， 使用了将在稍后进 行说明的 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq， 因此提供不会由于理想值和实际值之间 的这种差异而导致精确度变差的控制。详细说明随后提供。
dq 轴 / 三相转换单元 23 将由开环控制单元 22 确定的 d 轴指令电压 vd 和 q 轴指 令电压 vq 转换为基于三相 AC 坐标轴的指令电压。更详细而言， dq 轴 / 三相转换单元 23 基于 d 轴指令电压 vd 和 q 轴指令电压 vq 并通过使用下面给出的等式 (3) 到 (5)， 来确定 u相指令电压 Vu、 v 相指令电压 Vv 和 w 相指令电压 Vw。
Vw ＝ -Vu-Vv...(5)
等式 (3) 和 (4) 中包含的角度 θ 由角度计算单元 24 确定。
依据所确定的 u 相指令电压 Vu、 v 相指令电压 Vv、 w 相指令电压 Vw 和由未示出的 电源 ( 本实施例中为电池 ) 的电压检测器所检测的供电电压， dq 轴 / 三相转换单元 23 输 出对要从三相 /PWM 调制器 12 输出的 PWM 信号的占空比进行指定的电压信号。
如上所述， 微型计算机 20 执行 ： 用于确定基于 dq 坐标轴的指令电流 id* 和指令电 流 iq* 的处理 ； 用于按照马达电路等式通过使用 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq 来 确定基于 dq 坐标轴的指令电压 vd 和 vq 的处理 ； 以及用于将指令电压 vd 和 vq 转换为三相 指令电压 Vu、 Vv 和 Vw 的处理。
根据基于从微型计算机 20 输出的三相指令电压 Vu、 Vv 和 Vw 来对占空比进行指定 的电压信号， 三相 /PWM 调制器 12 输出三种 PWM 信号。基于各个相的指令电压的正弦电流 因此流过三相无刷马达 1 的绕组， 因此无刷马达 1 的转子旋转。在无刷马达 1 的旋转轴中 产生基于流过无刷马达 1 的电流的转矩。所产生的转矩用于转向辅助。
由电流传感器 14 检测到的电流值 ia、 由角度计算单元 24 计算出的角度 θ 以及由 * 指令电流计算单元 21 确定的 d 轴指令电流 id 和 q 轴指令电流 iq* 被输入给校正电压计算 单元 26。校正电压计算单元 26 基于检测到的电流值 ia 和计算出的角度 θ 来计算 d 轴检 测电流 id 和 q 轴检测电流 iq， 并确定使得被检测到的电流和指令电流之间的偏差变为零的 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq。因此， 即使当在马达电路等式中的已知参量和实 际值有所不同时， 也变得能够以较高精确度进行控制。将对校正电压计算单元 26 的工作进 行更详细地说明。
<1.4 校正电压计算单元的工作 >
首先， 基于由电流传感器 14 检测到的电流值 ia， 校正电压计算单元 26 确定流过 无刷马达 1 的 u 相电流和 v 相电流 ( 前一电流在下文中称为 u 相检测电流 iu， 而后一电流 在下文中称为 v 相检测电流 iv)， 并且将 u 相电流和 v 相电流转换为基于 dq 坐标轴的电流 值。更具体而言， 通过使用以下给出的等式 (6) 和 (7)， 校正电压计算单元 26 根据 u 相检测 电流 iu 和 v 相检测电流 iv 来确定 d 轴检测电流 id 和 q 轴检测电流 iq。
在等式 (6) 和 (7) 中包含的角度 θ 由角度计算单元 24 确定。
校正电压计算单元 26 然后将上述电流的偏差乘以被适当地确定的比例增益 Kd 和 Kq， 由此计算出 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq。具体而言， 其中将从 d 轴指令电 * 以及其中将从 q 轴指令 流 id 减去 d 轴检测电流 id 所确定的值定义为 d 轴电流偏差 Δid， * 电流 iq 减去 q 轴检测电流 iq 所确定的值定义为 q 轴电流偏差 Δiq， 通过使用以下给出的 等式 (8) 和 (9) 来确定 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq。
Δvd ＝ Δid×Kd...(8)
Δvq ＝ Δiq×Kq...(9)
校正电压计算单元 26 也可以通过使用等式 (10) 和 (11) 计算 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq， 等式 (10) 和 (11) 将被适当地确定的比例增益 Kpd 和 Kpq 和被适当 地确定的积分增益 Kid 和 Kiq 乘以各自的电流偏差。
Δvd ＝ Δid×Kpd+1/P(Δid×Kid)...(10)
Δvq ＝ Δiq×Kpq+1/P(Δiq×Kiq)...(11)
在等式 (10) 和 (11) 中 1/P 是积分算子。
如果总是执行用于通过确定 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq 来设置 d 轴 指令电压 vd 和 q 轴指令电压 vq 以使得电流偏差变为零的控制， 则可以将该控制操作称为 反馈控制而不是开环控制。 然而， 如先前提及的， 没有为所有相设置本实施例的电流传感器 14， 而仅设置了一个电流传感器 14。因此， 可能存在一个不能检测到电流的时间段。因此， 在本实施例中， 不能进行电流反馈控制， 并且必须执行上述的开环控制。
以下是在电流传感器 14 不能检测电流的情况下可想到的确定 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq 的方法。首先， 即使在不能检测到电流时， 作为最简单的方法， 可想到 的一种配置是使用在能够检测电流的最近的时间点计算出的 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校 正电压 Δvq。另外， 在指令电流或者马达的角速度改变的情况下， 可想到的另外一种配置 是假定从最近的时间点起 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq 也以与指令电流或者马 达角速度的变化速率相同的速率变化， 从而计算 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq。 在这种情况下， 能够以相对较高的精确度计算 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq。
具体地， 将在能够检测电流的最近的时间点计算出的 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴 校正电压 Δvq 定义为 d 轴最近校正电压 Δvd(n-1) 和 q 轴最近校正电压 Δvq(n-1)， 以便 与在不能检测到电流时计算出的 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq 区别开， 并且将 * 在最近的时间点获得的指令电流定义为 d 轴最近指令电流 id (n-1) 和 q 轴最近指令电流 iq*(n-1)， 在不能检测到电流时计算出的 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq 可以通 过等式 (12) 和 (13) 来表示。
Δvd ＝ Δvd(n-1)×id*/id*(n-1)...(12)
Δvq ＝ Δvq(n-1)×iq*/iq*(n-1)...(13)
q 轴指令电压 vq 受马达角速度 ω 的影响非常大。 因此， 将在最近的时间点获得的 角速度定义为最近角速度 ω(n-1)， q 轴校正电压 Δvq 可以通过取代等式 (13) 的等式 (14) 来表示。
Δvq ＝ Δvq(n-1)×ω/ω(n-1)...(14)
q 轴校正电压 Δvq 的计算可以使用 q 轴最近指令电流 iq*(n-1) 和最近角速度 ω(n-1) 中的至少一个， 例如， q 轴校正电压 Δvq 是由等式 (13) 和 (14) 所确定的校正电压 的平均值。此外， 通过使用 d 轴最近指令电压 vd(n-1) 和 q 轴最近的指令电压 vq(n-1)( 两 者为在最近的时间点获取的指令电压 )， d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq 还可以由 以下给出的等式 (15) 和 (16) 来表示。
Δvd ＝ Δvd(n-1)×((R+PLd)id*-ωeLqiq*)
/(vd(n-1)-Δvd(n-1))...(15)Δvq ＝ Δvq(n-1)×((R+PLq)iq*+ωeLdid*+ωeΦ)
/(vq(n-1)-Δvq(n-1))...(16)
在不能检测到电流时， 计算 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq 所需的参量 通常被暂时存储在结合在 ECU 10 中的易失性存储器 ( 未示出 ) 中。这些参量包括在最近 的时间点的 ： d 轴最近校正电压 Δvd(n-1) 和 q 轴最近校正电压 Δvq(n-1) ； d 轴最近指令 * * 电流 id (n-1) 和 q 轴最近指令电流 iq (n-1)、 最近角速度 ω(n-1)、 或者 d 轴最近指令电压 vd(n-1) 和 q 轴最近指令电压 vq(n-1)。因此， 当马达控制器的工作停止使得电源不起作用 时， 存储在存储器中的值也会被消除。
然而， 即使当马达电路等式中的已知参量与实际值不同时， 这些参量的值也用于 以较高精确度进行控制。因此， 不使用这些值就不能执行精确度较高的控制操作。因此， 如 果没有在控制器启动之后立即使用这些值， 则控制精确度将会变差， 并且当开始进行转向 操作时驾驶员会感到不适。
由于这个原因， 在本实施例中， 将数值存储在非易失性存储器中， 比如 EEPROM( 电 可擦除可编程只读存储器 )， 并且在马达控制器启动时将数值写入非易失性存储器中。结 果， 能够在控制器启动之后立即以较高精确度执行控制操作。 因此， 将数值写入非易失性存储器的优选时刻是紧接在断开控制器的供电之前。 具体而言， 优选在当点火被关闭时启动的关机程序中执行将数值写入非易失性存储器的操 作。
当然， 控制器的供电并不总是在关机程序之后被断开。 例如， 供电可能由于电池没 电而突然断开。在这种情况下， 写入非易失性存储器中的数值也会丢失。由于这个原因， 希 望在上述时刻或者不是在该时刻而是以预定的时间间隔重复地执行用于将值周期性地写 入非易失性存储器的操作。
基于校正电压 Δvd 和 Δvq( 以及上述值中的的其它值 )( 实际上为 d 轴最近校正 电压 Δvd(n-1) 和 q 轴最近校正电压 Δvq(n-1))， 开环控制单元 22 通过使用等式 (1) 和 (2) 来确定 d 轴指令电压 vd 和 q 轴指令电压 vq。dq 轴 / 三相转换单元 23 将这些电压转换 为各相的指令电压 Vu、 Vv 和 Vw。三相 /PWM 调制器 12 对电压进行调制， 以由此产生 PWM 信 号。PWM 信号被传送至马达驱动电路 13。
<1.5 第一实施例的优点 >
如上所述， 本实施例的马达控制器通过开环控制、 按照马达电路等式并基于指令 电流值和转子的角速度来确定指令电压， 并且依据电流传感器检测到的电流值来校正指令 电压。
因此， 在本实施例的马达控制器中， 即使当马达电路等式中的 Φ 值和 R 值由于生 产变化和温度变化而发生改变时， 也基于由电流检测器检测到的电流值来计算校正电压 Δvd 和 Δvq， 因此能够以高精确度驱动无刷马达以产生期望的马达输出。
在本实施例的马达控制器中， 仅设置了一个电流传感器。 因此， 在本实施例的马达 控制器中， 能够通过减少电流传感器的个数来降低马达控制器的尺寸、 成本和功耗。
此外， 本实施例的马达控制器执行开环控制操作。 因此， 与通过使用一个电流传感 器来进行反馈控制的马达控制器的情况相比， 马达控制没有变得不连续。 因此， 本实施例的 马达控制器能够防止产生声音和振动。
<2. 第二实施例 >
<2.1 马达控制器的结构和操作 >
图 4 是示出本发明第二实施例的马达控制器的结构的框图。图 4 中示出的马达控 制器与在第一实施例中描述的马达控制器的区别在于， 将包括校正电压计算单元 26 和执 行校正电压的相加的开环控制单元 22 的微型计算机 20 替换为包括校正占空比相加单元 36 和不执行校正电压的相加的开环控制单元 32 的另一微型计算机 20。在本实施例中描述的 构成部件中， 对与前述实施例的部件相同的部件使用相同的附图标记， 并且省略其重复说 明。
开环控制单元 32 基于 d 轴指令电流 id*、 q 轴指令电流 iq* 和角速度 ωe 来确定 d 轴指令电压 vd 和 q 轴指令电压 vq。具体而言， 通过使用马达电路等式计算 d 轴指令电压 vd 和 q 轴指令电压 vq， 在马达电路等式中将 d 轴校正电压 Δvd 和 q 轴校正电压 Δvq 从等 式 (1) 和 (2) 中移除。
将由电流传感器 14 检测到的电流值 ia、 由指令电流计算单元 21 确定的 d 轴指令 * * 电流 id 和 q 轴指令电流 iq 和由角度计算单元 24 计算出的角度 θ 输入给校正占空比相 加单元 36。 首先， 校正占空比相加单元 36 基于角度 θ、 根据检测到的电流值 ia 来确定 u 相检 测电流 iu、 v 相检测电流 iv 和 w 相检测电流 iw。校正占空比相加单元 36 还基于角度 θ、 根据 d 轴指令电流 id* 和 q 轴指令电流 iq* 来确定 u 相指令电流 iu*、 v 相指令电流 iv* 和 w 相指令电流 iw*。
接下来， 校正占空比相加单元 36 确定各相的检测电流和各相的指令电流之间的 偏差。与在第一实施例的校正电压计算单元 26 中的情况一样， 将各电流偏差乘以被适当地 确定的比例增益 Ku、 Kv 和 Kw， 由此计算出校正占空电压 ΔVduty_u， ΔVduty_v 和 ΔVduty_ * w。具体而言， 将通过从 u 相指令电流 iu 中减去 u 相检测电流 iu 而确定的值当作 u 相电 流偏差 Δiu。将通过从 v 相指令电流 iv* 中减去 v 相检测电流 iv 而确定的值当作 v 相电 流偏差 Δiv。将通过从 w 相指令电流 iw* 中减去 w 相检测电流 iw 而确定的值当作 w 相电 流偏差 Δiw。利用这些值， 通过使用下面给出的等式 (17)、 (18) 和 (19) 来确定校正占空 电压 ΔVduty_u， ΔVduty_v 和 ΔVduty_w。
ΔVduty_u ＝ Δiu×Ku...(17)
ΔVduty_v ＝ Δiv×Kv...(18)
ΔVduty_w ＝ Δiw×Kw...(19)
根据未示出的电源 ( 实施例中的电池 ) 的电压检测器所检测的供电电压来将校正 占空电压 ΔVduty_u， ΔVduty_v 和 ΔVduty_w 设置成合适的值。由于输送至无刷马达 1 的 电压根据供电电压而变化， 因此适合于要从三相 /PWM 调制器 12 输出的 PWM 信号的占空比 也根据供电电压而变化。
校正占空比相加单元 36 可以通过使用等式 (20)、 (21) 和 (22) 来确定校正占空电 压 ΔVduty_u， ΔVduty_v 和 ΔVduty_w， 等式 (20)、 (21) 和 (22) 用于将偏差乘以被适当地 确定的比例增益 Kpu、 Kpv 和 Kpw 以及被适当地确定的积分增益 Kiu， 、 Kiv 和 Kiw。
ΔVduty_u ＝ Δiu×Kpu+1/P(Δiu×Kiu)...(20)
ΔVduty_v ＝ Δiv×Kpv+1/P(Δiv×Kiv)...(21)
ΔVduty_w ＝ Δiw×Kpw+1/P(Δiw×Kiw)...(22)
在等式 (20) 到 (22) 中参量 1/P 是积分算子。
此外， 校正占空比相加单元 36 从 dq 轴 / 三相转换单元 23 接收为 PWM 信号指定占 空比的电压信号 Vduty_u、 Vduty_v 和 Vduty_w( 电压信号 Vduty_u、 Vduty_v 和 Vduty_w 是 基于 u 相指令电压 Vu、 v 相指令电压 Vv 和 w 相指令电压 Vw 而获得的 )。如下面给出的等 式 (23)、 (24) 和 (25) 所示， 将校正占空电压 ΔVduty_u、 ΔVduty_v 和 ΔVduty_w 加在各相 的电压信号上。由此将示出校正过的占空比的电压信号 V’ duty_u、 V’ duty_v 和 V’ duty_ w 输出给三相 /PWM 调制器 12。
V’ duty_u ＝ Vduty_u+ΔVduty_u...(23)
V’ duty_v ＝ Vduty_v+ΔVduty_v...(24)
V’ duty_w ＝ Vduty_w+ΔVduty_w...(25)
如上所述， 微型计算机 20 执行 ： 用于确定基于 dq 坐标轴的指令电流 id* 和 iq* 的 处理 ； 用于按照马达电路等式确定基于 dq 坐标轴的指令电压 vd 和 vq 的处理 ； 以及用于将 指令电压 vd 和 vq 转换为三相指令电压 Vu、 Vv 和 Vw 并输出电压信号 V’ duty_u、 V’ duty_v 和 V’ duty_w 的处理 ( 电压信号 V’ duty_u、 V’ duty_v 和 V’ duty_w 指定校正过的占空比， 并且是基于这些电压而获得的 )。 三相 /PWM 调制器 12 根据电压信号 V’ duty_u、 V’ duty_v 和 V’ duty_w( 基于由微型 计算机 20 所确定的三相指令电压 Vu、 Vv 和 Vw 的电压信号 V’ duty_u、 V’ duty_v 和 V’ duty_ w 指定占空比 ) 输出三种类型的 PWM 信号。基于各相的指令电压的正弦电流流过无刷马达 1 的三相绕组， 由此无刷马达 1 的转子旋转。 在无刷马达 1 的旋转轴中产生基于流过无刷马 达 1 的电流的转矩。所产生的转矩用于转向辅助。因此， 对使用校正占空电压 ΔVduty_u、 ΔVduty_v 和 ΔVduty_w 的电压信号 Vduty_u、 Vduty_v 和 Vduty_w 的校正可以被看做等同 于对占空比本身的校正。
与第一实施例中相同， 即使当电流传感器 14 不能检测到电流时， 也执行用于确定 校正占空电压 ΔVduty_u、 ΔVduty_v 和 ΔVduty_w 以使得电流偏差变为零的控制。因此， 可以认为在不能检测到电流时确定值的方法与第一实施例中的基本相同。
作为最简单的方法， 可想到的一种配置是， 甚至在不能检测到电流时也使用在能 够检测电流的最近时间点计算出的校正占空电压 ΔVduty_u、 ΔVduty_v 和 ΔVduty_w。 此外， 在指令电流或者供电电压发生改变的情况下， 只要计算是根据从该最近的时间点起 校正占空电压 ΔVduty_u、 ΔVduty_v 和 ΔVduty_w 也以与指令电流或者马达角速度的变 化速率相同的速率变化的假定来执行的， 就可以以相对较高的精确度计算校正占空电压 ΔVduty_u、 ΔVduty_v 和 ΔVduty_w。
具体而言， 将在能够检测电流的最近时间点计算出的校正占空电压 ΔVduty_u、 ΔVduty_v 和 ΔVduty_w 定义为最近校正占空电压 ΔVduty_u(n-1)、 ΔVduty_v(n-1) 和 ΔVduty_w(n-1)， 以便与在不能检测到电流时计算出的校正占空电压 ΔVduty_u、 ΔVduty_ v 和 ΔVduty_w 相区别， 可以通过下面给出的等式 (26)、 (27) 和 (28) 来表示在不能检测到 电流时计算的校正占空电压 ΔVduty_u、 ΔVduty_v 和 ΔVduty_w。
ΔVduty_u ＝ ΔVduty_u(n-1)×iu*/iu*(n-1)...(26)
ΔVduty_v ＝ ΔVduty_v(n-1)×iv*/iv*(n-1)...(27)
ΔVduty_w ＝ ΔVduty_w(n-1)×iw*/iw*(n-1)...(28)
此外， 等式 (26) 至 (28) 中的每个等式的右边的项可以乘以基于校正后的供电电 压与校正前的供电电压之比的校正系数。 校正系数是表示相对于基于校正后的供电电压计 算出的最近校正占空电压 ΔVduty_u(n-1)、 ΔVduty_v(n-1) 和 ΔVduty_w(n-1)， 基于校正 前的供电电压计算出的最近校正占空电压 ΔVduty_u(n-1)、 ΔVduty_v(n-1) 和 ΔVduty_ w(n-1) 增加至何种程度的值。 可以通过乘以校正系数来消除供电电压的改变对占空比的影 响。
此外， 在本实施例中， 与第一实施例的情况相同， 将最近校正占空电压 ΔVduty_ u(n-1)、 ΔVduty_v(n-1) 和 ΔVduty_w(n-1) 以及校正前的供电电压值存储在非易失性存 储器 ( 比如 EEPROM) 中， 并在控制器启动时将这些值读入非易失性存储器。由此能够在控 制器启动之后立即以较高精确度进行控制。 将数值写入非易失性存储器中的时刻与在第一 实施例中说明的时刻相同， 因此省略其说明。
<2.2 第二实施例的优点 >
如上所述， 本实施例的马达控制器通过开环控制、 按照马达电路等式、 基于指令电 流值和转子的角速度来确定指令电压。此外， 基于电流传感器检测到的电流值， 对指定 PWM 信号的占空比的电压信号进行校正， 该 PWM 信号与被转换为三相电压的指令电压相对应。
因此， 在本实施例的马达控制器中， 即使当包含在马达电路等式中的 Φ 值和 R 值 由于生产变化和温度变化而改变时， 也基于由电流传感器检测到的电流值确定校正占空电 压 ΔVduty_u(n-1)、 ΔVduty_v(n-1) 和 ΔVduty_w(n-1)， 从而直接校正占空比。由于没有 出现由电压值到占空比的转换所导致的误差， 因此能够以更高精确度驱动无刷马达， 从而 产生期望的马达输出。
在本实施例的马达控制器中， 与第一实施例的情况相同， 能够通过减少电流传感 器的数量来减小马达控制器的尺寸、 成本和功耗。此外， 由于是开环控制， 因此马达控制不 会变得不连续， 从而能够防止产生声音或者振动。