电动机控制装置、洗衣机及电动机控制方法.pdf

本发明涉及电动机控制装置、洗衣机及电动机控制方法。本发明提供的电动机控制装置具备：输出电压调制单元，为了电动机驱动而输出调制为正弦波状的电压；调制度设定单元，能够将上述输出电压的调制度设定为超过1.0；电流检测单元，检测上述电动机中流动的电流；矢量控制单元，将由该电流检测单元检测到的电流分离为d轴电流和q轴电流，控制这些各电流成分，以使其与基于旋转速度指令的电流指令值一致；以及，旋转位置推测单元，推测该矢量控制单元的控制中使用的、上述电动机的旋转速度及转子的旋转位置；上述旋转位置推测单元具备使在推测的过程中求出的d轴感应电压平滑化的滤波器，基于由该滤波器平滑化的d轴感应电压推测上述旋转速度及旋转位置。

1.  一种电动机控制装置，其特征在于，具备：
输出电压调制单元，为了电动机驱动而输出调制为正弦波状的电压；
调制度设定单元，能够将上述输出电压的调制度设定为超过1.0；
电流检测单元，检测上述电动机中流动的电流；
矢量控制单元，将由该电流检测单元检测到的电流分离为d轴电流和q轴电流，将这些各电流成分控制成与基于旋转速度指令的电流指令值一致；以及
旋转位置推定单元，推定该矢量控制单元的控制中使用的、上述电动机的旋转速度及转子的旋转位置，
上述旋转位置推定单元具备使在推定的过程中求出的d轴感应电压平滑化的滤波器，基于由该滤波器平滑化的d轴感应电压推定上述旋转速度及旋转位置。

2.  如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述滤波器根据由上述调制度设定单元设定的调制度可变地设定用来决定截止频率的系数。

3.  如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述滤波器根据由上述旋转位置推定单元推定的旋转速度的变化率可变地设定用来决定截止频率的系数。

4.  如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述滤波器包括EMA(指数移动平均)滤波器。

5.  如权利要求4所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述滤波器是在上述EMA滤波器中加上进行非线性运算的项而构成的。

6.  如权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述非线性运算项是微分运算由上述旋转位置推定单元推定的旋转速度的项。

7.  一种洗衣机，其特征在于，具备：
输出电压调制单元，为了电动机驱动而输出调制为正弦波状的电压；
调制度设定单元，能够将上述输出电压的调制度设定为超过1.0；
电流检测单元，检测上述电动机中流动的电流；
矢量控制单元，将由该电流检测单元检测到的电流分离为d轴电流和q轴电流，将这些各电流成分控制成与基于旋转速度指令的电流指令值一致；以及
旋转位置推定单元，推定该矢量控制单元的控制中使用的、上述电动机的旋转速度及转子的旋转位置，
上述旋转位置推定单元具备使在推定的过程中求出的d轴感应电压平滑化的滤波器，基于由该滤波器平滑化的d轴感应电压推定上述旋转速度及旋转位置。

8.  如权利要求7所述的洗衣机，其特征在于，
上述滤波器根据由上述调制度设定单元设定的调制度可变地设定用来决定截止频率的系数。

9.  如权利要求7所述的洗衣机，其特征在于，
上述滤波器根据由上述旋转位置推定单元推定的旋转速度的变化率可变地设定用来决定截止频率的系数。

10.  如权利要求7所述的洗衣机，其特征在于，
上述滤波器包括EMA(指数移动平均)滤波器。

11.  如权利要求10所述的洗衣机，其特征在于，
上述滤波器是在上述EMA滤波器中加上进行非线性运算的项而构成的。

12.  如权利要求11所述的洗衣机，其特征在于，
上述非线性运算项是微分运算由上述旋转位置推定单元推定的旋转速度的项。

13.  如权利要求7所述的洗衣机，其特征在于，
具备压缩机，该压缩机构成为了进行使洗涤物干燥的干燥运转而生成暖风的热泵的一部分；
上述电动机控制装置控制内置于上述压缩机中的电动机。

14.  一种电动机控制方法，包括以下步骤：
在输出调制为正弦波状的电压而驱动电动机的情况下，实施将上述输出电压的调制度设定为超过1.0的过调制控制；
检测上述电动机中流动的电流；
在推定将检测到的电流分离为d轴电流和q轴电流、将这些各电流成分控制成与基于旋转速度指令的电流指令值一致的矢量控制中使用的、上述电动机的旋转速度及转子的旋转位置的情况下，
通过滤波器使在上述推定的过程中求出的d轴感应电压平滑化，基于由该滤波器平滑化的d轴感应电压，推定上述旋转速度及旋转位置。

15.  如权利要求14所述的电动机控制方法，其特征在于，
根据上述调制度，可变地设定上述滤波器中用来决定截止频率的系数。

16.  如权利要求14所述的电动机控制方法，其特征在于，
根据推定的旋转速度的变化率，可变地设定上述滤波器中用来决定截止频率的系数。

17.  如权利要求14所述的电动机控制方法，其特征在于，
在上述滤波器中使用EMA(指数移动平均)滤波器。

18.  如权利要求17所述的电动机控制方法，其特征在于，
在上述EMA滤波器中加上进行非线性运算的项。

19.  如权利要求18所述的电动机控制方法，其特征在于，
上述非线性运算项是微分运算由上述旋转位置推定单元推定的旋转速度的项。

电动机控制装置、洗衣机及电动机控制方法
技术领域
本发明涉及矢量控制电动机并且在输出调制为正弦波状的电压的情况下实施使其调制度超过1.0的过调制控制的电动机控制装置、以及具备该电动机控制装置的洗衣机及电动机控制方法。
背景技术
近年来，通过矢量控制电动机、能够得到降低消耗电力或实现振动的降低等的效果的技术已经普及。此外，在此情况下，还组合不使用霍尔IC等位置传感器推定电动机的旋转速度及旋转位置来驱动的方式即无传感器控制方式的情况也变多(无传感器矢量控制)。
另一方面，有在使电动机高速旋转的情况下、通过进行使正弦波状的施加电压的调制度超过1.0的过调制控制、使有效输出电压增大并且使输出电流减少来实现铜损的降低、降低消耗电力的技术(例如参照日本特许公开公报：特开2005-160183号公报)。
这里，如果设想在无传感器矢量控制中组合过调制控制，则会发生如下的问题。在过调制控制中，输出电压成为正弦波加上畸变后的波形，结果，高次谐波成分在输出电压、还有输出电流中发生。此外，在无传感器矢量控制中，由于上述输出电压、输出电流在运算转子的旋转位置的过程中被取入，所以如果在过调制控制的执行期间中进行旋转位置推定，则高次谐波成分给其推定结果带来影响。
进而，由于基于上述推定结果进行电动机的速度控制及电流控制，所以高次谐波成分在控制系统中循环，控制变得不稳定，结果，根据情况，电动机的旋转有可能停止。
发明内容
本发明是鉴于上述情况而做出的，其目的是提供一种即使在将无传感器矢量控制与过调制控制组合的情况下也能够使电动机的驱动控制稳定的电动机控制装置、以及具备该电动机控制装置而成的洗衣机及电动机控制方法。
本发明的电动机控制装置地特征在于，具备：输出电压调制单元，为了电动机驱动而输出调制为正弦波状的电压；调制度设定单元，能够将上述输出电压的调制度设定为超过1.0；电流检测单元，检测上述电动机中流动的电流；矢量控制单元，将由该电流检测单元检测到的电流分离为d轴电流和q轴电流，将这些各电流成分控制成与基于旋转速度指令的电流指令值一致；以及旋转位置推定单元，推定该矢量控制单元的控制中使用的、上述电动机的旋转速度及转子的旋转位置，上述旋转位置推定单元具备使在推定的过程中求出的d轴感应电压平滑化的滤波器，基于由该滤波器平滑化的d轴感应电压推定上述旋转速度及旋转位置。
即，在旋转位置推定单元中，如果通过输出电压、输出电流及电动机常数运算推定d轴感应电压，则成为基于d轴感应电压推定旋转速度及旋转位置，所以如果在输出电压及输出电流中添加高次谐波成分，则其影响会波及到d轴感应电压的运算结果，所以旋转速度及旋转位置的推定变得不稳定。所以，如果如上述那样构成，则通过调制度设定单元的调制度的设定执行过调制控制，即使在对输出电压及输出电流施加了高次谐波成分的情况下，在旋转位置推定单元中也通过滤波器的作用将高次谐波成分从d轴感应电压的运算结果中除去而平滑化，所以能够推定旋转速度及旋转位置。
此外，根据本发明的洗衣机，由于具备上述电动机控制装置，所以在控制洗衣机中使用的电动机的情况下能够适用本发明。
附图说明
图1是本发明的一实施例，是表示电动机控制装置的结构的框图。
图2是表示内装在旋转位置推定部中的数字滤波器的结构的图。
图3(a)、图3(b)是表示调制度不同的情况下的相电压波形，图3(c)是表示关于图3(a)、图3(b)的波形的频谱的图。
图4是滚筒式洗涤干燥机的纵剖侧视图。
图5是表示洗涤干燥机的热泵循环的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的一实施例进行说明。图4是滚筒式(横轴型)洗涤干燥机的纵剖侧视图，将水槽2配设在外箱1的内部中，将旋转槽(滚筒、干燥室)3配设在水槽2的内部。上述水槽2及旋转槽3都成圆筒状，在前侧(图中左侧)的端面部分别具有开口部4、5，将水槽2的开口部4经由波纹管7连接到形成于外箱1的前面部的洗涤物取放用的开口部6。门8可开闭地设置外箱1的开口部6上。
孔9形成在旋转槽3的周侧部(主体部)的大致整个区域(仅图示例一部分)。该孔9在洗涤时及脱水时作为通水孔发挥功能，在干燥时作为通风孔发挥功能。在水槽2中，在前侧端面部的上部(比上述开口部4靠上方的部分)形成有暖风出口10，在后侧端面部的上部形成有暖风入口11。此外，排水口12形成在水槽2的底部的最后部，通过将排水阀13在水槽2之外连接到该排水口12，再将排水软管14连接到排水阀13，而将水槽2内的水排出到机外。
加强部件15安装在旋转槽3的后侧端面部的背面，旋转轴16安装在加强部件15的中心部并向后方突出。多个暖风导入孔17形成在旋转槽3的后侧端面部的中心部周围。
轴承壳体18安装在水槽2的后侧端面部的中心部，上述旋转轴16插通在轴承壳体18的中心部中，受轴承19、20可旋转地支撑。此外，由此，旋转槽3在与水槽2同轴状态下被可旋转地支撑。另外，水槽2通过未图示的吊架弹性支撑在外箱1上。水槽2的支撑形态为其轴向是遍及前后方向(图中左右方向)的横轴状、并且轴的前方朝上而倾斜的状态，如上述那样支撑在水槽2上的旋转槽3也为同样的形态。
电动机21的定子22安装在轴承壳体18的外周侧，转子23安装在旋转轴16的后端部，从外侧对置于定子22。因而，电动机21是外转子形的无刷DC电动机，使旋转槽3以旋转轴16为中心以直接驱动方式旋转驱动。
暖风盖24安装在水槽2的后侧端面部的内侧。多个较大的暖风导入口25相对于加强部件15形成在安装有旋转轴16的中心部的周围。并且，将密封部件26安装在上述部分的外周部而压接在暖风盖24的前面。由此，暖风通路27构成为，从暖风入口11向暖风导入口25气密地连通。
台板29经由多个衬垫28配置在水槽2的下方(外箱1的底面上)，通风管道30配置在台板29上。该通风管道30在前端部的上部具有吸风口31，上述水槽2的暖风出口10经由回风管道32及连接软管33连接在吸风口31上。另外，回风管道32配管为，使其绕过上述波纹管7的左侧。
循环用送风机34的壳体35连接在通风管道30的后端部，该壳体35的出口部36经由连接软管37及给风管道38连接于水槽2的暖风入口11。另外，给风管道38配管为，使其绕过电动机21的左侧。
并且，将上述水槽2的暖风出口10与暖风入口11连接的通风路径39由回风管道32、连接软管33、通风管道30、壳体35、连接软管37、给风管道38形成。循环用送风机34是使旋转槽3内的空气循环以使旋转槽3内的空气在通过通风路径39向旋转槽3外送出之后再次回到旋转槽3内的设备，使旋转槽3内的空气循环的循环装置40具有通风路径39和循环用送风机34。
另外，循环用送风机34由例如离心扇构成，在壳体35的内部具有离心叶轮34a，在壳体35的外部具有使该离心叶轮34a旋转的电动机34b。
在通风路径39的通风管道30的内部，从前部向后部依次配置有滤波器41、蒸发器42、凝缩器43。棉绒(回丝)被流入到通风管道30中的旋转槽3内的空气从水槽2的暖风出口10通过回风管道32及连接软管33输送，所以滤波器41将该棉绒捕获。蒸发器42是在成蜿蜒状的例如铜制的制冷剂流通管上安装多个例如铝制的传热凸片而构成的，凝缩器43也是同样的结构，在通风管道30中流动的旋转槽3内的空气通过这些传热凸片之间。
如图5所示，热泵47是按照压缩机45、凝缩器43、节流器46、蒸发器42的顺序、将它们通过连接管48连接而构成的(冷冻循环)，通过压缩机45工作，使封入在内部的制冷剂循环。在制冷剂中，例如使用作为高温用制冷剂的R134a。如图4所示，压缩机45并列设置在通风管道30外。节流器46在此情况下具有膨胀阀(特别是电子式膨胀阀[PMV：Pulse MotorValve])，具有开度调节功能。
除湿水排出口49在吸风口31与蒸发器42之间的通风管道30的侧面部形成在面向底面30a的部分上，通过连结管51连接到形成于外箱1的侧面下部的排水口50。另外，通风管道30使底面部的位于蒸发器42的正下方的部分30b倾斜，以使其朝向除湿水排出口49下降。
给水阀52配置在外箱1内的后上部，具有多个出口部，它们通过连接管54、55连接到配置于外箱1内的前侧上部的给水盒53。给水盒53虽然没有详细图示，但具有洗剂投入部及柔顺剂投入部。给水阀52通过出口部的开闭的选择，在清洗时从连接管54经过给水盒53的洗剂投入部向水槽2内给水，在最终漂洗时从连接管55经过给水盒53的柔顺剂投入部同样向水槽2内给水。
控制装置56配置在外箱1的前面部上部的背侧，例如具有微型计算机，作为控制洗涤干燥机的整体动作的控制机构发挥功能。对于控制装置56，从含有操作面板(图示省略)具有的各种操作开关的操作输入部输入各种操作信号，并且从为了检测水槽2内的水位而设置的水位传感器输入水位检测信号。
进而，对于控制装置56，分别从检测蒸发器42的入口及出口、凝缩器43、以及压缩机45的制冷剂排出部的各温度的温度传感器输入温度检测信号，此外，从后述的A/D变换器输入电流值检测信号。并且，控制装置56基于上述各种信号的输入以及预先存储的控制程序，经由驱动电路(都未图示)控制给水阀52、电动机21、排水阀13、压缩机45、节流器46、循环用送风机34的电动机34b、将压缩机45冷却的压缩机冷却用送风机等。
图1是用框图表示矢量控制构成压缩机45的电动机45M的旋转的电动机控制装置60的结构的图。在矢量控制中，将电枢绕线中流动的电流分离为作为励磁方向的永久磁铁的磁束方向和与其正交的方向而独立地调节它们，控制磁束和产生转矩。在电流控制中，使用由与电动机45M的转子一起旋转的坐标系、所谓的d-q坐标系表示的电流值，d轴是安装在旋转轴上的永久磁铁形成的磁束方向，q轴是正交于d轴的方向。作为流到绕线中的电流的q轴成分的q轴电流Iq是产生旋转转矩的成分(转矩成分电流)，作为其d轴成分的d轴电流Id是形成磁束的成分(励磁或磁化成分电流)。
电动机控制装置60具备电流控制部61、旋转位置推定部(旋转位置推定单元)62、速度控制部(速度控制单元)63、PWM信号形成部(输出电压调制单元)64。电流控制部61控制电动机45M中实际流动的电流的d轴电流Id及q轴电流Iq的值，以使其分别与速度控制部63输出的d轴电流指令值I dref、q轴电流指令值I qref一致。电流控制部61具备减法器71d、71q、比例积分微分器72d、72q、dq/α β坐标变换器73、α β/UVW坐标变换器(输出电压调制单元)74、UVW/α β坐标变换器75、α β/dq坐标变换器76。
电流传感器77(U、V、W)是检测电动机45M的各相(U相、V相、W相)中流动的电流Iu、Iv、Iw的传感器。另外，也可以代替电流传感器77而做成在构成倒相电路(输出电压调制单元)78的下臂侧的开关元件和地线之间配置3个分流电阻、基于它们的端子电压检测电流Iu、Iv、Iw的结构。
电流Iu、Iv、Iw如果被电流传感器(电流检测单元)77检测到，则被未图示的A/D变换器A/D变换，被UVW/α β坐标变换器75变换为2相电流Iα、Iβ，这些2相电流Iα、Iβ被α β/dq坐标变换器76再变换为d轴电流Id、q轴电流Iq。α、β是固定在电动机45M的固定子上的2轴坐标系的坐标轴。在该α β/dq坐标变换器76的坐标变换的计算中，使用后述的转子的旋转位置推定值(α轴与d轴的相位差的推定值)θe。
d轴电流Id、q轴电流Iq在减法器71d、71q中分别与速度控制部63输出的d轴电流指令值I dref、q轴电流指令值I qref比较，计算其偏差ΔId、ΔIq。电流偏差ΔId、ΔIq在比例积分微分器72d、72q中被比例积分微分运算，计算由d-q坐标系表示的输出电压指令值Vd、Vq。输出电压指令值Vd、Vq被dq/α β坐标变换器73变换为由α-β坐标系表示的值，再被αβ/UVW坐标变换器74变换为固定子的各相电压指令值V_U、V_V、V_W。另外，在dq/α β坐标变换器73的坐标变换的计算中，也使用后述的转子的旋转位置推定值θe。
各相电压指令值V_U、V_V、V_W被输入到PWM形成部64中，形成用来供给与指令值一致的电压的脉冲幅度调制后的门极驱动信号。倒相电路78是将例如IGBT等开关元件三相桥接而构成的，通过未图示的直流电源电路接受直流电压的供给。由PWM形成部64形成的门极驱动信号被施加在构成倒相电路78的各开关元件的门极上，由此生成与各相电压指令值V_U、V_V、V_W一致的PWM调制后的三相交流电压，施加在电动机45M的电枢绕线上。
在上述结构中，反馈控制通过减法部71d、71q和比例积分微分器72d、72q的比例积分微分(PID)运算进行，分别控制d轴电流Id、q轴电流Iq，以使其分别与d轴电流指令值I dref、q轴电流指令值I qref一致。
旋转位置推定部62被赋予d轴电流Id、q轴电流Iq、以及d轴的输出电压指令值Vd，推定转子的旋转位置θ的推定值θe及角速度ω的推定值ωe。此外，旋转位置推定部62存储有作为电动机45M的旋转常数的电枢绕线的d轴电感Ld、q轴电感Lq、绕线电阻值R的各值。
旋转位置推定部62使用这些输入值和电路常数，用下式计算d轴方向的感应电压推定值Ed。
Ed＝Vd-R·Id-Ld·p·Id+ωe·Lq·Iq    ……(1)
这里，p是微分运算符。对感应电压推定值Ed实施比例积分运算，将其结果作为转子的角速度推定值ωe输出。此外，通过将角速度推定值ωe积分，将其值作为旋转位置推定值θe输出。此外，角速度推定值ωe也被赋予给速度控制部63。
速度控制部63是输出d轴电流指令值I dref、q轴电流指令值I qref的电路。该d轴电流指令值I dref、q轴电流指令值I qref是用来使转子的角速度(对应于旋转速度)ω与从外部输入的角速度指令值(对应于旋转速度指令值)ωref一致的电流指令值。速度控制部63由减法器79、dq分配器80构成。
减法器79计算由上述控制装置56输出的角速度指令值ωref与角速度推定值ωe的偏差Δω。由内置在dq分配器80中的比例积分微分器81将偏差Δω实施比例积分微分运算，将其运算结果分配为d轴电流指令值Idref和q轴电流指令值I qref并输出。
接着，将d轴电流指令值I dref、q轴电流指令值I qref赋予给电流控制部61，如上述那样控制电动机45M的d轴电流Id、q轴电流Iq，以使其与这些指令值一致。作为其控制结果的角速度推定值ωe被反馈给减法器79。比例积分微分器81通过比例积分微分运算使偏差Δω收敛于零。结果，使角速度推定值ωe与角速度指令值ωref一致。
此外，电动机控制装置60具备调制度设定部(调制度设定单元)82。调制度设定部82基于例如由控制装置56给出的控制指令等决定调制度M，输出给α β/UVW坐标变换器74及旋转位置推定部62。α β/UVW坐标变换器74根据被赋予的调制度M决定正弦波状的输出电压振幅，输出电压指令Vd、Vq。例如，在将电动机45M的旋转速度设定为规定速度以上的情况下，进行将调制度M设定为1.0以上的过调制控制(因而，调制度设定部82也可以参照例如角速度指令值ωref决定调制度M)。
除此以外，旋转位置推定部62具备感应电压运算部83、滤波器84、速度推定部85及位置推定部86而构成。感应电压运算部83是按照上述(1)式运算d轴方向的感应电压推定值Ed的部分。滤波器84是数字滤波器，构成为使推定值Ed平滑化的低通滤波器。速度推定部85是将由滤波器84平滑化(低通滤波)后的推定值Ed比例积分运算而得到角速度推定值ωe的部分，位置推定部86是将角速度推定值ωe积分运算而得到旋转位置推定值θe的部分。
另外，在以上的结构中，电流控制部61、旋转位置推定部62、速度控制部63构成矢量控制单元100。
接着，也参照图2及图3对滤波器84的详细情况及本实施例的作用进行说明。如果在调制度设定部82中决定的调制度M超过1.0，则输出电压波形成为过调制状态，在正弦波上加上了畸变(高次谐波成分)。例如，图3(a)、图3(b)表示调制度M分别为1.0、1.2的情况下的相电压波形，在α＝1、2的情况下，可知波形畸变。结果，在电流波形上也叠加了高次谐波成分，在旋转位置推定部62中推定的d轴感应电压Ed中也含有该高次谐波成分。
所以，在本实施例中，在旋转位置推定部62中具备滤波器84，将感应电压运算部83通过(1)式运算的感应电压推定值Ed中包含的高次谐波成分除去而实现平滑化。滤波器84构成为作为1次IIR(Infinite ImpulseResponse)滤波器的EMA(Exponential Moving Average：指数移动平均)滤波器。如果设系统为A/D变换周期的离散系统、设滤波器84的输入数据为Xn，则EMA滤波器的输出由(2)式定义。
EMAn＝α×Xn+(1-α)×EMAn-1        ……(2)
其中，
α：1以下的常数
EMAn：此次的滤波器输出
EMAn-1：前次的滤波器输出
即，此次的滤波器输出EMAn是将此次的输入Xn乘以α倍的项、与将前次的滤波器输出EMAn-1乘以(1-α)倍的项的和。因而，常数α的值越小，滤波器响应越平滑，截止频率降低。但是，由于由(2)式实现的滤波器是线性的，所以对于输入的响应是同样的。这样的线性滤波器在输入值是恒定的情况下是有效的，但在输入信号成分的频率变化、或者杂音较多的情况下那样输入值变动的情况下，滤波器的响应较迟缓。
所以，在本实施例中，在(2)式中加上进行非线性运算的项。即，
EMA2n＝{α+β×(dYn/dt)}×Xn
+[1-{α+β×(dYn/dt)}]×EMA2n-1       ……(3)
其中，
β：增益要素
Yn：与Xn不同的滤波器输入
(3)式是将(2)式的α替换为{α+β×(dYn/dt)}的式子。并且，在此情况下，设α为变量，{α+β×(dYn/dt)}被限制以使其最大值为“1”。另一个滤波器输入Yn是用来决定滤波器的截止频率的统计值，根据情况也可以设为Yn＝Xn。
并且，在将具有(3)式的特性的滤波器84应用在图1所示的控制系统中而构成的情况下，使各参数如以下这样对应。
Xn：感应电压推定值Ed
Yn：角速度推定值ωe
α：根据调制度M决定的变量
β：角频率→电压的(单位)变换增益
另外，变换增益β根据角频率的可取范围和电压的可取范围决定。例如，如果电压范围是0～600V、频率范围是0～400Hz，则为β＝1.5。
于是，滤波器84的结构成为图2所示的结构。即，通过微分器86将角速度推定值ωe微分，将其微分结果在放大器87中以增益β放大，通过加法器88与变量α相加。接着，将该相加结果与感应电压推定值Ed通过乘法器89相乘，并且在减法器90中从常数“1”减去上述相加结果。减法器90的减法结果被输出给乘法器91，与经由延迟器92给出的前次的滤波器输出EMA2n-1相乘。接着，将乘法器89、91的输出在加法器93中相加，成为此次的滤波器输出EMA2n。
这里，定性地说明如上述那样构成的滤波器84的作用。在调制度M较小的情况下，电压波形不会畸变，所以包含在电压、电流波形中的高次谐波成分的振幅较小，并且其频率也较低。并且，由于感应电压给电流带来的影响也较低，所以感应电压畸变带来的影响也较低。在这样的情况下，从抑制滤波器的通带成分的延迟的观点来看，优选地将截止频率设定得较高。上述延迟由于对控制系统的响应性带来影响，所以是重要的。
另一方面，在调制度M较大的情况下，包含在电压、电流波形中的高次谐波成分增大，感应电压给电流带来的影响变高，所以如果有畸变成分，则对电流造成影响。并且，在此情况下，根据调制度M的值进行设定以使变量α变小、进行设定以使截止频率变低。
接着，对微分运算项进行说明。由于Yn＝ωe，所以微分运算项表示速度变化率。微分运算项在速度几乎不变化的控制状态下大致变为零，滤波器的响应仅由调制度M决定。另一方面，微分运算项在加速、减速运转时那样地速度变化较大的情况下变大，所以对滤波器输入Xn乘以的系数{α+β×(dYn/dt)}变大。结果，滤波器的截止频率上升，平滑功能降低并且响应性提高。
在本实施例中，感应电压推定值Ed是滤波器输入，在位置推定算法中，基于感应电压推定值Ed推定角速度推定值ωe，所以感应电压推定值Ed的响应性原样影响着角速度推定值ωe的推定响应性。即，在要求快速的速度响应的加速、减速运转时，优选地提高感应电压Ed的推定响应性，所以采用(3)式。另外，输入Yn只要是与作为被平滑值的Xn具有相关的值就可以，可以考虑根据个别的控制系统而最适当的参数不同。
在图3(c)中，表示调制度为1.0、1.2的情况下的电压波形的频谱。例如，在驱动频率是100rps(0.2kHz)的情况下，如果设调制度为1.2，则产生4倍、5倍的高次谐波成分0.8kHz、1.0kHz。因而，在调制度1.0的情况下，将滤波器84的截止频率设定在例如3kHz附近，将PWM控制的开关波形成分除去。并且，在使调制度的上限为1.2的情况下，将截止频率设定在例如0.7kHz附近。如果这样使截止频率根据调制度M变化、将包含在感应电压推定值Ed中的高次谐波成分除去，则速度推定部84及位置推定部85能够稳定地求出推定值ωe、θe。
此外，在图3(a)、图3(b)中，表示使滤波器84作用的情况下的输出电压(Vd_EMA)和不使用滤波器84的情况下的输出电压Vd的波形。可知在图3(b)的(Vd_EMA)中除去了高次谐波成分。
以上，根据本实施例，通过检测电动机45M中流动的电流而进行无传感器矢量控制，并且通过调制度设定部82将调制度M设定为超过1.0而执行过调制控制的情况下，旋转位置推定部62通过滤波器84将在位置推定的过程中求出的d轴感应电压Ed平滑化，基于平滑化的d轴感应电压求出角速度推定值ωe及旋转位置推定值θe。因而，即使在执行过调制控制的情况下也能够稳定地执行无传感器矢量控制。
并且，由于将滤波器84构成为加上了微分运算角速度推定值ωe的非线性运算项的EMA滤波器，根据调制度M可变地设定用来决定截止频率的系数α，所以能够通过移动平均的原理将d轴感应电压Ed平滑化，此外，能够根据调制度M使截止频率适当地变化。进而，即使在电动机45M的旋转速度变动的情况下，也能够通过非线性运算项迅速地变更滤波器84的截止频率。因而，能够根据高次谐波成分的多少及速度响应性的要求程度等动态地使滤波器84的特性最适合化，能够在良好地维持控制响应性的同时确保控制稳定性。
除此以外，由于将电动机控制装置60在洗涤干燥机中用于构成热泵47的压缩机45的压缩机电动机45M的驱动控制中，所以例如在开始干燥运转时需要使旋转槽3的温度迅速上升的情况下，能够过调制控制电动机45M提高转速而使压缩机45的输出上升，能够降低消耗电力而提高效率。
本发明并不仅限于上述且附图所述的实施例，能够进行如以下这样的变形或扩展。
在滤波器的输入中不怎么发生变动的控制系统中，也可以基于(2)式构成EMA滤波器。
此外，滤波器的截止频率也可以固定设定在将高次谐波成分除去的下限。
进而，并不限于EMA滤波器，也可以根据个别的设计而采用其他形式的滤波器。
根据控制系统，也可以将比例积分微分器72、81替换为微分运算器。
并不限于洗涤干燥机的压缩机电动机，在洗涤干燥机中，在控制产生用来进行清洗、漂洗及脱水运转的旋转驱动力的电动机21的结构中也可以使用本发明。除此以外，只要是将无传感器矢量控制和过调制控制组合而驱动的电动机就能够使用。