混频电路、包括混频电路的接收器、包括接收器的无线通信、通过将输入信号和振荡器信号混频产生输出信号的方法.pdf

本发明涉及一种混频电路，包括用于接收输入信号的输入节点、第一输出节点202、第二输出节点203，电压－电流变换装置和开关装置，该电压－电流变换装置和开关装置彼此连接且连接至输入节点、第一输出节点和第二输出节点，以响应于振荡器信号在第一输出节点和第二输出节点产生混频的输入信号。在一实施例中，电压－电流变换装置包括由N－MOSFET M2和M3实现的第一和第二电压－电流变换器，它们的栅极连接至输入节点。M2的漏极连接至第一输出节点202，M3的漏极连接至第二输出节点M3。M2的源极连接至开关节点221，M3的源极连接至第二开关节点222。开关SW被设置成，在振荡器信号的第一相位期间，将第一开关节点221连接至第一电源电压VDD，将第二开关节点222连接至第二电源电压VSS，在振荡器信号的第二相位期间，将第一开关节点221连接至VSS，将第二开关节点222连接至VDD。本发明的混频电路可以通过使用只连接至电源电压VSS和VDD的开关而在低电源电压下操作。通过由开关SW交替激活的电压－电流变换器GM1和GM2实现混频。

1、  一种混频电路，包括用于接收输入信号的输入节点、第一输出节点、第二输出节点、电压-电流变换装置和开关装置，所述电压-电流变换装置和所述开关装置互相连接且连接至所述输入节点、所述第一输出节点和所述第二输出节点，以响应于振荡器信号而在所述第一输出节点和所述第二输出节点产生混频的输入信号，其特征在于：
所述电压-电流变换装置包括：
第一电压-电流变换器，其具有第一控制电极和第一主传导路径，其中所述第一控制电极连接至所述输入节点，所述第一主传导路径具有连接至所述第一输出节点的第一输出电极和连接至所述开关装置的第一开关电极；
第二电压-电流变换器，其具有第二控制电极和第二主传导路径，其中所述第二控制电极连接至所述输入节点，所述第二主传导路径具有连接至所述第二输出节点的第二输出电极和连接至所述开关装置的第二开关电极；以及
所述开关装置被设置成：
在所述振荡器信号的第一相位期间，将所述第一开关电极连接至第一电源电压以及将所述第二开关电极连接至第二电源电压，以及
在所述振荡器信号的第二相位期间，将所述第一开关电极连接至所述第二电源电压以及将所述第二开关电极连接至所述第一电源电压。

2、  如权利要求1所述的混频电路，其特征在于所述第一电压-电流变换器和所述第二电压-电流变换器是绝缘栅极场效应晶体管，其中栅极是所述各个控制电极，漏极是所述各个输出电极，源极是所述各个开关节点。

3、  如权利要求1所述的混频电路，其特征在于所述开关装置包括：
第一开关，用于将所述第一开关电极在所述振荡器信号的第一相位期间连接至所述第一电源电压，并在所述振荡器信号的第二相位期间连接至所述第二电源电压；以及
第二开关，用于将所述第二开关电极在所述振荡器信号的第一相位期间连接至所述第二电源电压，并在所述振荡器信号的第二相位期间连接至所述第一电源电压。

4、  如权利要求3所述的混频电路，其特征在于：
所述第一开关是第一反转电路，其具有连接至所述第一开关节点的第一开关输出节点和用于接收所述振荡器信号的第一开关输入节点；以及
所述第二开关是第二反转电路，其具有连接至所述第二开关节点的第二开关输出节点和用于接收所述振荡器信号的反相形式的第二开关输入节点。

5、  如权利要求4所述的混频电路，其特征在于，所述第一反转电路和所述第二反转电路包括晶体管。

6、  如权利要求5所述的混频电路，其特征在于：
所述第一反转电路包括第一类型的第一开关绝缘栅极场效应晶体管和第二类型的第二开关绝缘栅极场效应晶体管，其中所述第一开关绝缘栅极场效应晶体管的漏极连接至所述第一开关输出节点，源极连接至所述第一电源电压，栅极连接至所述第一开关输入节点，所述第二开关绝缘栅极场效应晶体管的漏极连接至所述第一开关输出节点，源极连接至所述第二电源电压，栅极连接至所述第一开关输入节点；以及
所述第二反转电路包括第一类型的第三开关绝缘栅极场效应晶体管和第二类型的第四开关绝缘栅极场效应晶体管，其中所述第三开关绝缘栅极场效应晶体管的漏极连接至所述第二开关输出节点，源极连接至所述第一电源电压，栅极连接至所述第二开关输入节点，所述第四开关绝缘栅极场效应晶体管的漏极连接至所述第一开关输出节点，源极连接至所述第二电源电压，栅极连接至所述第二开关输入节点。

7、  如权利要求1所述的混频电路，其特征在于所述混频电路包括用于施加第二输入电压的第二输入节点，其中：
所述电压-电流变换装置包括：
第三电压-电流变换器，其具有第三控制电极和第三主传导路径，其中所述第三控制电极连接至所述第二输入节点，所述第三主传导路径具有连接至所述第二输出节点的第三输出电极和连接至所述开关装置的第三开关电极；
第四电压-电流变换器，其具有第四控制电极和第四主传导路径，其中所述第四控制电极连接至所述第二输入节点，所述第四主传导路径具有连接至所述第一输出节点的第四输出电极和连接至所述开关装置的第四开关电极；以及
所述开关装置被设置成：
在所述振荡器信号的第一相位期间，将所述第三开关电极连接至所述第一电源电压，并将所述第四开关电极连接至所述第二电源电压，以及
在所述振荡器信号的第二相位期间，将所述第三开关电极连接至所述第二电源电压，并将所述第四开关电极连接至所述第一电源电压。

8、  一种用于接收射频信号的接收器，包括连接至接收器部分的天线部分，所述接收器部分具有用于产生振荡器频率的本地振荡器，并且所述接收器部分被设置成输出另一频率的信号，其特征在于，所述接收器部分包括如权利要求1所述的混频电路，用于对所述振荡器信号和所述射频信号进行混频。

9、  一种无线通信设备，包括连接至信号处理部分的接收器，所述信号处理部分用于处理由所述接收器产生的较低频率的信号，其特征在于，所述接收器是如权利要求8所述的接收器。

10、  一种通过在混频电路内将输入信号和振荡器信号进行混频而产生输出信号的方法，其中该输出信号包括第一输出电流和第二输出电流，所述混频电路包括用于接收所述输入信号的输入节点、用于提供所述第一输出电流的第一输出节点、用于提供所述第二输出电流的第二输出节点、电压-电流变换装置和开关装置，所述电压-电流变换装置和所述开关装置互相连接且连接至所述输入节点、所述第一输出节点和所述第二输出节点，以响应于所述振荡器信号而在所述第一输出节点和所述第二输出节点产生所述输出信号，其特征在于：
所述电压-电流变换装置包括：
第一电压-电流变换器，其具有第一控制电极和第一主传导路径，其中所述第一控制电极连接至所述输入节点，所述第一主传导路径具有连接至所述第一输出节点的第一输出电极和连接至所述开关装置的第一开关电极；
第二电压-电流变换器，其具有第二控制电极和第二主传导路径，其中所述第二控制电极连接至所述输入节点，所述第二主传导路径具有连接至所述第二输出节点的第二输出电极和连接至所述开关装置的第二开关电极；以及所述开关装置被设置成：
在所述振荡器信号的第一相位期间，将所述第一开关电极连接至第一电源电压以及将所述第二开关电极连接至第二电源电压，以及
在所述振荡器信号的第二相位期间，将所述第一开关电极连接至所述第二电源电压以及将所述第二开关电极连接至所述第一电源电压。

混频电路、包括混频电路的接收器、包括接收器的无线通信、通 过将输入信号和振荡器信号混频产生输出信号的方法
本发明涉及一种混频电路，其包括用于接收输入信号的输入节点、第一输出节点、第二输出节点、电压-电流变换装置和开关装置，该电压-电流变换装置和开关装置互相连接且连接至输入节点、第一输出节点和第二输出节点，以响应于振荡器信号而在第一输出节点和第二节点产生混频的输入信号。
本发明还涉及一种用于接收射频信号的接收器，该接收器包括与接收器部分连接的天线部分且具有用于产生振荡器频率的本地振荡器，并且该接收器输出另一频率的信号。
本发明还涉及一种无线通信设备，该无线通信设备包括与信号处理部分连接的接收器，其中该信号处理部分用于处理由接收器产生的较低频率的信号。
本发明还涉及一种在混频电路中通过将输入信号和振荡器信号进行混频而产生输出信号的方法，其中该输出信号包括第一输出电流和第二输出电流，该混频电路包括用于接收输入信号的输入节点、用于提供第一输出电流的第一输出节点、用于提供第二输出电流的第二输出节点、电压-电流变换装置和开关装置，该电压-电流变换装置和开关装置互相连接且与输入节点、第一输出节点和第二输出节点连接，以响应于振荡器信号而在第一输出节点和第二节点产生输入信号。
一种已知的混频电路包括第一N沟道型金属氧化物半导体场效应晶体管(N-MOSFET)，该N-MOSFET用于将叠加在施加于栅极的偏置信号上的射频信号(RF)转换成漏极的漏极电流，而源极与负电源轨连接。该已知的混频电路还包括第二和第三N-MOSFET，它们的源极与第一N-MOSFET的漏极连接，第二N-MOSFET的漏极是第一电流输出节点，第三N-MOSFET的漏极是第二电流输出节点。第二和第三N-MOSFET作为开关运行。在本地振荡器信号的第一相位期间第二N-MOSFET导通，由此将第一N-MOSFET的漏极电流作为第一输出电流传递至第二N-MOSFET的漏极。在本地振荡器信号的第二相位期间第三N-MOSFET导通，由此将第一N-MOSFET的漏极电流作为第二输出电流传递至第三N-MOSFET的漏极。
混频器通常用于射频(RF)通信系统中的频率变换。通过将RF输入信号与“本地振荡器”(LO)信号相乘得到该频率变换。实际上，优选地使用所谓的“硬开关”经由大LO信号来实现混频器，其算数地对应于与方波相乘，而不是与正弦波相乘。这提供了更高的变换增益(2/π代替1/2)和更低的噪声系数。特别是在互补金属氧化物半导体(CMOS)和双极金属氧化物半导体(BiCMOS)集成电路处理技术中，大多数混频电路利用了开关。
在现在和今后的CMOS和BiCMOS技术中，模拟电路的实现中一个已知问题是电源电压降低的连续趋势。这会导致非导电或弱导电的开关处于所谓的“中压范围”，该中压范围”在正负电源电压之间，并与这些电源电压明显不同。这个问题出现在包括开关的模拟电路和诸如模数转换器、数模转换器这样的混合模拟数字电路中，但是也出现在该已知混频电路中。
在该已知混频电路的第一N-MOSFET的操作中，为了电压-电流变换的线性度，需要足够的栅极-源极和漏极-源极电压余裕(voltageheadroom)，以在强反转和饱和下运行。另一方面，如果第二、第三N-MOSFET分别开启，需要第二和第三N-MOSFET的栅极-源极电压足够大，以在第一N-MOSFET的漏极与第一和第二电流输出节点之间建立低欧姆电流通路。这可以通过使整个混频电路在足够高的电源电压下操作来实现，也可以通过使该混频电路在较低的电源电压下操作并且以大于该电源电压的电压分别驱动第二和第三N-MOSFET的栅极来实现。
第一种方法是不利的，因为从IC处理技术的观点看，该方法需要的电源电压高于所允许的电压，从而恶化了N-MOSFET的可靠性，导致混频电路的工作寿命降低。第二种方法也是不利的，因为所需的驱动电路使电路设计复杂化，特别是在千兆赫兹(GHz)范围的高频上。另外，因为所需的驱动电压高于电源电压，所以这种方法中可靠性也是一个问题，。
本发明的一个目的是提供一种混频电路，该混频电路不需要提高电源电压，也不需要用于提供电源电压范围之外的电压的驱动电路。
为此，本发明提供了一种如首段中定义的混频电路，其特征在于，所述电压-电流变换装置包括：
-第一电压-电流变换器，其具有第一控制电极和第一主传导路径，其中该第一控制电极连接至所述输入节点，该第一主传导路径具有连接至所述第一输出节点的第一输出电极和连接至所述开关装置的第一开关电极；
-第二电压-电流变换器，其具有第二控制电极和第二主传导路径，其中该第二控制电极连接至所述输入节点，该第二主传导路径具有连接至所述第二输出节点的第二输出电极和连接至所述开关装置的第二开关电极；以及
-所述开关装置被设置成：
-在所述振荡器信号的第一相位期间，将所述第一开关电极连接至第一电源电压，且将所述第二开关电极连接至第二电源电压，以及
-在所述振荡器信号的第二相位期间，将所述第一开关电极连接至所述第二电源电压，且将所述第二开关电极连接至所述第一电源电压。
运行期间，所述第一和第二可切换地电压-电流变换器的开关节点需要连接至所述第一电源电压或所述第二电源电压。这需要用于在邻近第一或第二电源电压处建立低欧姆传导路径的开关装置，代替用于在中压范围内的某电压处建立低欧姆传导路径的开关装置。从可靠性的观点看，这样避免了使混频电路运行在高于期望电压的电源电压下。也不需要用于获得电源电压范围之外的电压以驱动所述开关装置的驱动电路。
第二段中描述的接收器的特征在于，所述接收器部分包括根据本发明的混频电路，用于对振荡器信号和射频信号进行混频。
第三段中描述的无线通信设备的特征在于，所述接收器是根据本发明的接收器。
第四段中描述的一种通过将输入信号和振荡器信号进行混频而产生输出信号的方法，其特征在于：
-所述电压-电流变换装置包括：
-第一电压-电流变换器，其具有第一控制电极和第一主传导路径，其中所述第一控制电极连接至所述输入节点，所述第一主传导路径具有连接至所述第一输出节点的第一输出电极和连接至所述开关装置的第一开关电极；
-第二电压-电流变换器，其具有第二控制电极和第二主传导路径，其中所述第二控制电极连接至所述输入节点，所述第二主传导路径具有连接至所述第二输出节点的第二输出电极和连接至所述开关装置的第二开关电极；以及
-所述开关装置被设置成：
-在振荡器信号的第一相位期间，将所述第一开关电极连接至第一电源电压，且将所述第二开关电极连接至第二电源电压，以及
-在振荡器信号的第二相位期间，将所述第一开关电极连接至所述第二电源电压，且将所述第二开关电极连接至所述第一电源电压。
根据下文中结合附图的详细描述，本发明的上述和其他目的以及优点将变地更明显，其中：
图1A是现有技术中混频电路的示意图；
图1B是图1A的现有技术中混频电路的功能示意图；
图2A是根据本发明的混频电路的一个实施例的功能示意图；
图2B是根据本发明的混频电路的另一个实施例的功能示意图；
图2C是根据本发明的混频电路的再一实施例的功能示意图；
图3是根据本发明的混频电路和已知混频电路中，仿真的热输出噪声电流密度与本地振荡器频率之间的关系曲线图；
图4是根据本发明的混频电路的一个实施例作为集成电路实现的电路示意图；
图5是图4所示的根据本发明的混频电路中，测量的变换增益与本地振荡器频率之间的关系曲线图；
图6是图4所示的根据本发明的混频电路中，测量的线性度与本地振荡器频率之间的关系曲线图；
图7是图4所示的根据本发明的混频电路中，测量的输出噪声与本地振荡器频率之间的关系曲线图；以及
图8是包括根据本发明的混频电路的接收器的示意图。
在这些附图中，相同的部分采用相同的参考标号。
图1A是现有技术中混频电路的示意图。该混频电路为通常使用的有源混频器。它包括第一N-MOSFET M1、第二N-MOSFET M2、第三N-MOSFET M3和负载网络LOAD。第一N-MOSFET M1的源极与负电源轨VSS相连，漏极与内部节点N1相连，在其栅极提供输入信号VB+VRF。第二N-MOSFET的源极与内部节点N1相连，漏极与负载网络LOAD相连，在其栅极提供第一本地振荡器信号LO+。第三N-MOSFET的源极与内部节点N1相连，漏极与负载网络LOAD相连，在其栅极提供第二本地振荡器信号LO-。另外，负载网络LOAD与正电源轨VDD相连。第一N-MOSFET M1形成跨导级或电压-电流变换器。第二N-MOSFET M2和第三N-MOSFET M3是开关。
跨导级M1被偏置在偏置电压VB附近，并对叠加在偏置电压VB上的输入电压信号VRF进行线性电压-电流变换，将其变换为第一N-MOSFET M1的漏极电流的变量。为了线性化，在N-MOSFET M1的源极和负电源轨VSS之间可以插入源极负反馈电阻。
开关M2和M3由彼此反相的第一本地振荡器信号LO+和第二本地振荡器信号LO-驱动。两个本地振荡器信号围绕图1A中未示出的偏置电压VBLO取得平衡。为了模仿与本地振荡器频率的方波信号相乘，必须选择足够高的本地振荡器信号LO-和LO+的幅值，以完全将跨导级M1的漏极处提供的跨导器电流切换至作为N-MOSFET M2的漏极电流的输出电流IOUT1，或作为N-MOSFET M3的漏极电流的IOUT2。
N-MOSFET M2和M3优选地饱和操作，交替作为N-MOSFETM1的射地-基地放大器设备，从而提高混频电路的输出阻抗和线性度。负载网络LOAD可以根据应用而不同。例如，该负载网络可以包括分别将N-MOSFET M2和M3的漏极连接至正电源轨VDD的两个电阻。这提供了一个宽频带的电压变换增益。或者，负载网络LOAD可以是仅在窄频带内提供增益的调谐LC网络。在任一情况下，混频电路操作原理相同。
为了在操作中提供良好的线性度，图1A所示的混频电路中的N-MOSFET M1必须有足够大的栅极-源极和漏极-源极电压余裕：只有当N-MOSFET M1在强反转和饱和下，跨导级才达到良好的线性。对于高于0dBm的IIP3(三阶输入参考截距点)，在0.18μm CMOS工艺中典型的最小漏极-源极电压值在大于等于0.5伏范围内。阈值电压在0.5伏左右，意味着用于开启这些设备的N-MOSFET M2和M3的最小栅极电压通常大于1伏。并且，开关M2和M3需要很大的过驱动电压，以实现低开关阻抗。
所以，需要电源电压远高于1伏，或者需要用于驱动开关M2和M3的栅极使其远高于VDD的开关驱动电路。这样的驱动器在GHz范围内的操作频率上不容易实现，特别是当需要宽带宽且LC谐振回路不能实现时。而且，由于MOSFET的栅极氧化物所需的可靠性，在新技术中所允许的最大栅极电压降低。
为了解决这些问题，提出了折叠拓扑结构，例如P-MOSFET开关跟随N-MOSFET跨导级。然而，这样的混频电路需要加入会增加大量噪声的偏置电流源，除非保留非常大的电压余裕(但是这样开关又成为问题)。在另一种常用的混频器中，如无源混频器，特别是在通常不可能进行AC耦合(例如零IF结构)或需要非常大的电容(低IF结构)的下变频混频器中，出现十分相似的问题。问题的本质相同：在电源之外没有对栅极进行驱动的情况下，在电源电压之间的中间范围内的电压电平处实现低开关阻抗是不可能的。在今后的工艺中栅极氧化物更薄以及电源电压更低，而阈值电压只能慢慢减小，所以这个问题会变得更严重。因此需要可替换的混频器结构，其能够在直接与数字CMOS技术兼容的低电源电压下操作。
图1B是图1A现有技术中混频电路的功能示意图。它是图1A所示的混频电路的简化表示。跨导级M1表示为电压-电流变换器、压控电流源GM，其第一端子连接至内部节点N1、第二端子连接至负电源电压VSS，并在施加于控制节点的输入信号VB+VRF的控制下产生电流I(V)。开关M2和M3表示为由代表本地振荡器信号LO+的逻辑信号LO和代表本地振荡器信号LO-的LO的反相LO驱动的开关，将由电压-电流变换器GM产生的电流作为第一输出电流IOUT1切换至第一输出节点OUT1以及作为第二输出电流IOUT2切换至第二输出节点OUT2。
图2A是根据本发明的混频电路200的一个实施例的功能示意图。所示的混频电路200是所谓的单平衡开关跨导混频器。它包括两个匹配的跨导器或电压-电流变换器GM1和GM2。输入信号VB+VRF施加于跨导器GM1和GM2的控制端子201、211。在跨导器GM1的输出端子202提供输出电流IOUT1，且开关端子203与第一开关节点221连接。在跨导器GM2的输出端子212提供输出电流IOUT2，且开关端子213与第二开关节点222连接。通过开关SW，在本地振荡器信号的第一相位LO期间，第一开关节点221切换至负电源电压VSS，而同时第二开关节点222转换至正电源VDD。在本地振荡器信号的第二相位LO期间，第一开关节点221切换至正电源VDD，而同时第二开关节点222切换至负电源VSS。
根据本发明的混频电路的关键是，发现图1a和图1b中所示的已知混频电路的相关问题与在电源VSS和VDD之间的中间范围内的电压电平下需要导电通道有关。但是，考虑到它们的导电通道连接至VSS(N-MOSFET)或VDD(P-MOSFET)，则可以很容易地制造低欧姆的开关。即使在将来的CMOS技术中也可以依靠该原理，原因很简单，因为数字逻辑电路依靠该函数功能(反相器)。
图2A中概念性示出的混频电路200说明了如何利用两个匹配的跨导器GM1和GM2以及只连接至电源电压VSS和VDD的开关SW来构造根据本发明的单平衡混频电路。跨导器GM1和GM2通过将它们各自的开关端子203、213切换至负电源电压VSS而交替地开启，通过将它们各自的开关端子203，213切换至正电源电压VDD而交替地关闭。如上所述，如果GM2关闭，则GM1开启，反之亦然。对于匹配的跨导器和理想的瞬时开关，如图1A和图1B所示的已知混频电路，IOUT1和IOUT2中任意一个等于乘积Gm×Vrf，其中Gm代表跨导器GM1和GM2的跨导因数，VRF代表输入电压信号。实际上，所述已知混频电路和混频电路200以不同的方式实现相同的混频器功能：所述已知混频器通过由电流开关跟随的电压-电流变换实现，根据本发明的混频电路200通过直接切换跨导器来实现(激活“被切换的跨导器”GM1和GM2中的任意一个)。
图2B是根据本发明的混频电路250的另一实施例的功能示意图。所示的混频电路250是所谓的双平衡开关跨导混频器。它包括四个匹配的跨导器或电压-电流变换器GM1a、GM1b、GM2a、GM2b。输入信号RF+分别施加于跨导器GM1a和GM2a的控制端子251、261。输入信号RF-分别施加于跨导器GM1b和GM2b的控制端子254、264。跨导器GM1a和GM2b的输出端子252、265分别连接至第一输出节点281，用于提供输出电流IOUT1。跨导器GM2a和GM1b的输出端子262、255分别连接至第二输出节点282，用于提供输出电流IOUT2。跨导器GM1a和GM1b的开关端子253、256分别连接至第一开关节点271。跨导器GM2a和GM2b的开关端子263、266分别连接至第二开关节点272。通过开关SW，在本地振荡器信号的第一相位LO期间，第一开关节点271切换至负电源电压VSS，而同时第二开关节点272切换至正电源VDD。在本地振荡器信号的第二相位LO期间，第一开关节点271切换至正电源VDD，而同时第二开关节点272切换至负电源VSS。
图2C是根据本发明的混频电路290的再一个实施例的功能示意图。与图2B所示的混频电路250一样，混频电路290是双平衡开关跨导混频器。它包括四个匹配的跨导器或电压-电流变换器GM1a、GM1b、GM2a和GM2b。输入信号RF+分别施加于跨导器GM1a和GM2a的控制端子251、261。输入信号RF-分别施加于跨导器GM1b和GM2b的控制端子254、264。跨导器GM1a和GM2b的输出端子252、265分别连接至第一输出节点281，用于提供输出电流IOUT1。跨导器GM2a和GM1b的输出端子262、255分别连接至第二输出节点282，用于提供输出电流IOUT2。跨导器GM1a的开关端子253和跨导器GM2a的开关端子263连接至第一开关SW1。跨导器GM1b的开关端子256和跨导器GM2b的开关端子266连接至第二开关SW2。通过开关SW1和SW2，在本地振荡器信号的第一相位LO期间，跨导器GM1a和GM1b的开关端子切换至负电源电压VSS，而同时跨导器GM2a和GM2b的开关端子切换至正电源VDD。在本地振荡器信号的第二相位LO期间，跨导器GM1a和GM1b的开关端子切换至正电源VDD，而同时跨导器GM2a和GM2b的开关端子切换至负电源VSS。
图2A所示的单平衡混频电路200在LO-频率处有很强的输出信号，其在双平衡混频电路250中可以被消除。这通过增加由RF信号RF-驱动的跨导器GM1b和GM2b很容易实现，该RF信号RF-与用于驱动跨导器GM1a和GM2a的RF信号RF+反相。双平衡开关跨导混频电路250与图1A所示的已知混频电路的双平衡形式具有相同的标称变换增益。
尽管功能等价，但仍有显著区别。最明显的是，在图1A的已知混频电路中，在跨导器GM和输出节点之间存在一个内部节点N1，其由于寄生电容、失真和噪声的影响而导致带宽限制。在根据本发明的开关跨导器混频电路200、250内没有该内部节点。并且，连接至负电源电压VSS的开关SW为连接至输出节点281、282的两个有源跨导器构成一条共模电流路径。这为理想瞬时开关理想地提供了恒定共模输出电流。实际上，开关瞬态伴随着大多数能量集中在2f_LO出现，其中2f_LO代表本地振荡器信号的频率。该频率很容易通过接地电容被滤掉。该共模电流的发生还伴有噪声，但是这几乎不损害根据本发明的混频电路200、250的噪声系数。
如上所述，由开关器件SW引入的噪声电流是共模噪声电流。因此，该噪声电流在差分输出电流中消除，该差分输出电流是第一输出电流IOUT1和第二输出电流IOUT2的差值IOUT1-IOUT2。对于图1A所示的已知混频电路，情况完全不同。这是因为在输出OUT1和0UT2之间存在直接的噪声电流路径：当本地振荡器信号LO+和LO-的值大致相等时，开关晶体管M2和M3导通且有非常大的噪声电流，导致在过零点附近出现噪声峰值。而且，本地振荡器噪声在这个时间段中被放大。该噪声超过跨导级M1的噪声并在高频处占主导，其中在高频处，该“过零点区域”构成本地振荡器信号循环时间周期的大部分。在无源混频器中会出现类似的影响。相反，由于开关SW产生的噪声是共模噪声，所以根据本发明的开关跨导混频器200、250没有表现这样的影响。
图3是根据本发明的混频电路和已知混频电路中，仿真的热输出噪声电流密度与本地振荡器频率之间的关系曲线图。纵轴以pA/sqrt(Hz)表示输出噪声，而横轴以GHz表示本地振荡器频率。曲线301表示图1A所示的已知混频电路中随本地振荡器频率变化的仿真热输出噪声。曲线302表示图2A所示的根据本发明的混频电路中随本地振荡器频率变化的仿真热输出噪声。
在这两种情况下，跨导器利用W/L＝15/0.3、标称偏置在V_GS＝V_DS＝0.65伏(0.5伏阈值电压)的N-MOSFET实现。开关的W/L＝15/0.18(NMOST)和30/0.18(PMOST)，且开关由0dBm本地振荡器功率(50欧姆终端器，在共模电压V_dd/2附近的平衡信号)驱动。变换跨导约为1mS，两个混频器的带宽约为4GHz。图3表示根据本发明的开关跨导混频电路和已知有源混频电路中具有低欧姆终端器的仿真热输出噪声电流密度。
很明显两个混频电路的输出噪声的工作情况很不同：如曲线302所示的根据本发明的开关跨导器的输出噪声下降(基本上跟随变换跨导的频率衰减)，而如图301所示的已知混频电路的输出噪声上升。根据本发明的开关跨导器混频电路的低噪声是非常需要的，因为低噪声放大器(LNAs)通常在高频处增益下降，从而提高在本地振荡器高频率处的低混频器噪声的相关度(relevance)。
图4是根据本发明的混频电路400的一个实施例作为集成电路实现的示意电路图。混频电路400由包括第一分量RF+和第二分量RF-的差分射频输入信号驱动。混频电路400的差分输出信号包括第一分量Vout1和第二分量Vout2。用于驱动混频电路400的差分振荡器频率包括第一分量LO+和第二分量LO-。
混频电路400包括分别由N-MOSFET M5、M6、M7和M8实现的四个电压-电流变换器或跨导器GM1a、GM1b、GM2a和GM2b。输入信号的第一分量RF+施加于M5和M8的栅极，而输入信号的第二分量RF-施加于M6和M7的栅极。M5和M6的源极连接至第一开关节点420，而M7和M8的源极连接至第二开关节点421。M5和M7的漏极连接至第一输出节点410。M6和M8的漏极连接至第二输出节点411。
注意到为了使晶体管M5-M8正确运行，需要在它们的栅极施加偏置电压。所以输入信号的第一分量RF+包括DC偏置分量Vbias和叠加的AC分量+Vin，而输入信号的第二分量RF-包括DC偏置分量Vbias和叠加的AC分量-Vin，其与信号+Vin反相。
开关包括两个N-MOSFET M1和M2以及两个P-MOSFET M3和M4。振荡器信号的第一分量LO+施加于M1和M3的栅极，而振荡器信号的第二分量LO-施加于M2和M4的栅极。M1和M3的漏极连接至第一开关节点420，而M2和M4的漏极连接至第二开关节点421。M3和M4的源极连接至正电源VDD、SW。M1和M2的源极连接至负电源VSS。
混频电路400还包括用于将电流I1和I2变换成输出信号的第一分量VOUT1和第二分量VOUT2的有源负载电路。电流I1和I2分别是M5和M7相结合的漏极电流以及M6和M8相结合的漏极电流。负载电路包括两个P-MOSFET M9和M10。M9和M10的源极连接至正电源VDD，该正电源VDD可以与开关电源VDD、SW相同。M9的漏极连接至第一输出节点410，而M10的漏极连接至第二输出节点411。M9和M10的栅极连接至内部节点430。M9和M10的栅极通过用于提供偏置电流IB的偏置电流源431被偏置，其中该偏置电流源431的第一端子连接至内部节点430，第二端子连接至可以是负电源电压VSS的负电源电压。第一输出电阻ROUT1连接在内部节点430和第一输出节点410之间，而第二输出电阻ROUT2连接在内部节点430和第二输出节点411之间。第一输出电容COUT1连接在第一输出节点410和可以是VSS的负电源电压之间，而第二输出电容COUT2连接在第二输出节点411和可以是VSS的负电源电压之间。
已经实现了混频电路400，以通过实验方法验证根据本发明的混频电路。所设计的下变频混频器以1伏电源电压操作。图4所示的混频电路400表示在芯片上实现的示意图：图3的双平衡开关跨导混频器概念的直接简单的实现。跨导器如虚线框中所示(M5-M8)。随意地，将跨导选择为约1mS。晶体管M1和M2实现连接至VSS的开关，而M3和M4实现连接至VDD的开关。它们由与反相器切换阈值(接近VDD/2)相等的公共电压附近的反相正弦波信号驱动。注意到这里使用正弦波是由于实验的原因，但是也可以使用全摆幅(full swing)数字信号，以提高与数字CMOS的兼容性。
为了产生差分输出电压信号VOUT1-VOUT2，必须增加电流电压(I-V)变换器。这可以通过如图4上半部所示的共模电流吸收电路实现，该电路具有两个电阻ROUT1和ROUT2，两个P-MOSFET M9和M10。但是，这样的电路有相当低的共模输出电压。通过增加偏置电流源431提供偏置电流IB，共模输出电压上升至0.6伏左右，以适合1伏电源电压。设计混频电路400的最大变换增益为约20dB(ROUT1＝ROUT2＝10千欧)，可以通过在第一和第二输出节点410和411之间增加外部电阻来降低最大变换增益。根据下述讨论，可以在该增益范围的中间选择该电阻，以实现12dB变换增益。按照标准的工业0.18μm CMOS工艺制造该混频器。
为了测量简便，测量时在芯片上增加50欧的终端电阻，以施加射频输入信号RF+和RF-以及振荡器信号LO+和LO-。通过晶片探测，利用平衡-不平衡变换器在输入端拣选出差分变换来测量芯片。使用差分探测器测量差分输出电压，VOUT1和VOUT2的差值。IF带宽是2MHz，其由探测器的输入电容限制(利用片上负载很容易获得＞10MHz)。
图5是图4所示的根据本发明的混频电路中，测量的变换增益与本地振荡器频率之间的关系曲线图。纵轴以dB表示变换增益，而横轴以GHz表示本地振荡器(LO)频率。曲线501和502代表随本地振荡器频率变化的混频电路400的变换增益，。
利用两个频率范围有重叠的平衡-不平衡变换器测量作为频率函数的变换增益：一个用于300MHz-3GHz频带，曲线501，一个用于2-18GHz，曲线502。尽管实验不精确，但可以得出结论该混频器具有12dB的变换增益和约4GHz的LO带宽，其与仿真结果基本一致。混频器的电流消耗包括跨导器核心部分的180μA左右的常数项，和由开关确定的动态项(≈200μA/GHz)。注意到因为跨导很低，所以功率损耗很低，导致等价的高输入噪声阻抗。为了相对于50欧姆实现小于15dB的噪声系数，需要大约10倍的跨导，即10倍的功率损耗。在1GHz处这会导致大约4mW的功率损耗。
图6是图4所示的根据本发明的混频电路中，测量的线性度与本地振荡器频率之间的关系曲线图。纵轴以dB表示三阶输入参考截距点(IIP3)，而横轴以GHz表示本地振荡器(LO)频率。曲线601和602表示随本地振荡器频率变化的混频电路400的IIP3。图6表示通常使用的IIP3，由于通过一个参数描述混频电路的线性度，所以避免了描述例如输出范围和失真的需要。
利用两个频率范围有重叠的平衡-不平衡变换器测量作为频率函数的IIP3：一个用于300MHz-3GHz频带，曲线601，一个用于2-18GHz，曲线602。对于12dB变换增益通常达到好于+4dBm的IIP3。通过改变输出电阻进行的仿真和实验表明，线性度受输出摆幅的限制。实际上变换增益和IIP3可以交换。仿真表明如果输出电压摆幅减小，则IIP3可以超过+10dBm。
图7是图4所示的根据本发明的混频电路中，测量的输出噪声与本地振荡器频率之间的关系曲线图。纵轴以dBμV/sqrt(Hz)表示输出噪声，而横轴以GHz表示本地振荡器(LO)频率。曲线701和702代表随本地振荡器频率改变的混频电路400的输出噪声。
利用两个频率范围有重叠的平衡-不平衡变换器测量作为频率函数的输出噪声：一个用于300MHz-3GHz频带，曲线701，一个用于2-18GHz，曲线702。图7表示在1MHz IF频率处测量的作为频率函数的输出噪声。该曲线的趋势与变换增益的下降相似，与图3所示的仿真结果一致。这些值也基本上符合根据仿真所期望的跨导器核心部分的噪声电流。1/f转折频率(coner frequency)大约为1MHz。
总结图4、图5、图6和图7，以标准0.18μm CMOS、0.5伏阈值的设备实现1伏开关跨导混频器。该混频器可以运行在如此低的电源电压下，与将来的数字CMOS兼容，这是因为只使用了其导电通道与VSS或VDD连接的开关。与传统的有源和无源CMOS混频器相比，开关晶体管产生的噪声是共模噪声，其在差分输出中被抑制。因此，与已知的混频电路相反，开关跨导混频器的输出噪声不随LO频率增长，。
对于本领域技术人员，很显然图4的混频电路可以有不同的变形。例如：
P-MOSFET被N-MOSFET和其他方式替代的互补实现。
使用BJTs(双极结晶体管)取代M5-M8(在BiCMOS工艺中优选实施，因为BJT的1/f噪声小的多)。
增加与跨导器(M5-M8)串联的负反馈电阻，以提高线性度。
将图3的电路与其互补形式结合，使得N型跨导器的偏置电流在P型跨导器中被再利用。在这种情况下为了减小所需的最小电源，可以选择N型跨导级的Vbias等于Vdd，而对于PMOST，可以选择Vbias等于Vss。DC偏置可以通过分别连接至Vss和Vdd的(高)电阻完成，而电容可以提供信号耦合。互补混频器一半的输出可以是DC耦合，这对于零IF的下变频混频器应用很重要。
图8是包括根据本发明的混频电路的接收器的示意图。接收器800包括天线部分801和接收器部分802。天线部分801用于接收射频(RF)信号。天线部分801的目的是接收RF信号，并将其传送到接收器部分802。天线部分801包括天线811并可以包括匹配网络812，用于使天线811的阻抗与接收器部分802的输入阻抗匹配。接收器部分包括根据本发明的混频电路821。该混频电路821可以是例如图4所示的混频电路。接收器部分还包括用于产生本地振荡器信号的本地振荡器822。将接收的RF信号与本地振荡器信号进行混频，以产生中频(IF)输出信号803。注意图8表示基本概念。通常接收器包括如低噪声放大器(LNA)这样的额外元件，提高性能。
图8所示的接收器可以用在例如无线通信设备中，诸如移动电话的听筒，很明显也可以应用在其他无线通信设备中。在这样的无线通信设备中，在处理单元中可以进一步处理输出信号803。例如，该处理单元可以根据输出信号803产生音频信号。
总之，根据本发明的混频电路有许多吸引人的特征。
例如，因为所有需要的开关的节点连接至Vss或Vdd，所以混频电路可以运行在与数字CMOS兼容的非常低的电源电压下。
另外，该混频电路可以在高频下运行，这是因为跨导器的输出节点直接连接至电流输出Iout1和Iout2，没有图1所示的如n1这样的“内部”节点。在图1的混频器内，节点n1的接地电容是重要的带宽限制。
而且，开关晶体管引入的噪声对于两个有源跨导器来说是共模噪声，产生共模输出噪声电流。该噪声在差分输出电流IOUT1-IOUT2中消除，意味着开关产生的噪声可以忽略。对于图1的混频器，情况完全不同。图1中混频电路的开关M2-M3在振荡器信号的过零点处产生噪声PSD内很大的峰值。这是因为在两输出之间存在直接的噪声电流路径。当LO+和LO-具有近似相等的电压时，两个开关导通且具有大噪声电流，从而在过零点附近产生噪声峰值。该噪声超过了跨导级的噪声并在高频处占主导，在该高频处“取代区域(take-overregion)”构成了本地振荡器信号周期的大部分。无源混频器中出现类似的影响。相反，开关跨导混频器在高频处表现出小的多的噪声恶化。
根据本发明的开关跨导混频电路可以使用简单的全摆幅数字振荡器信号。共模电压和幅值没有在已知的有源混频电路中那么严重，在已知有源混频电路中开关晶体管优选地应该保持强反转和饱和，以作为跨导级的射地-基地放大器工作。所述开关的噪声没有上述的那么严重，使得LO的产生更加容易。
根据本发明的混频电路可以有利地使用在一些应用中，例如这些应用可以是：以低电源电压标准数字CMOS制造的低电压CMOS收发器；需要高混频器带宽且已知有源混频电路的带宽受内部节点限制的应用；在高本地振荡器频率处需要低噪声系数(NE)且开关的取代噪声在噪声系数中占主导的应用；需要使用数字振荡器信号的应用。随着速度的升高，数字振荡器信号的产生变得越来越可行。数字振荡器的优点在于，例如它们的灵活性和可编程性，它们受益于与集成电路物理尺寸缩放比例有关的摩尔定律。
这里描述的本发明的实施例旨在用于说明而不会限制本发明。本领域技术人员可以在不脱离权利要求所限定的本发明保护范围的情况下，对这些实施例做出各种修改。对于本领域技术人员，很显然可以从图2A、图2B和图4所示的根据本发明的混频电路的实施例得到不同的变形。例如：作为选择以互补实现，P-MOSFET可以被N-MOSFET或其他方式取代。可以使用双极结晶体管(BJT)代替M5-M8(在BiCMOS工艺中优选地实施，因为BJT的1/f噪声小的多)；且图2A和图2B中的任一混频电路可以与它们的互补形式结合，使得N型跨导器的偏置电流在P型跨导器中被再利用。在这种情况下为了减小所需的最小电源，可以选择N型跨导级的偏置电压等于VDD，而对于PMOSFET，可以选择偏置电压等于VSS。DC偏置可以通过分别连至VSS和VDD且具有较高阻值的电阻来实现，而电容可以提供信号耦合。互补混频器一半的输出可以是DC耦合，这对于零IF的下变频混频器应用很重要。
另外，可以应用在Gilbert混频器中使用的已知类型的负载网络，例如：有利于宽带电压变换增益的连接至VDD的阻抗，同时可以增加用于低通滤波的额外电容；互阻抗放大器；窄带应用中的调谐带通LC网络；具有高差分阻抗的共模电流吸收网络；经由互阻抗放大器的I/V变换器(例如，在下变频混频器中频率足够低，以至于可以实现运算放大器(OPAMPs))。