稳频的发射/接收电路装置 本发明涉及一种如权利要求1的前序部分所述的稳频的发射和/或接收电路装置，它尤其被设置用在有线和/或无线连接的通信终端设备内。另外本发明还涉及一种如权利要求5所述的集成电路。
这种发射和/或接收电路装置是已知的，譬如在L.E.Larson,IEEE个人通信，第11～19页，1998年6月的论文“用于低功率无线通信的无线电频率集成电路”中就曾讲述过。
在传输信息时，给传输所提供的带宽是一种核心量，因为在预给定最小的传输质量的情况下，所述的带宽限制了每时间单位可传输信息的最大数目。可用带宽的尺寸通常被定得勉强刚好足够。就带宽问题而言，除了软件技术的和基于预定的合适数据结构的解决方案之外，经常还要在硬件方考虑尽可能好地利用可用的带宽。
在移动无线电范围内，譬如可用的总带宽被划分为多个具有预定信道带宽的通信信道，其中在拨入到移动无线电网时给用户分配一个确定地通信信道。通信终端设备的高频部分借助频率转换级被调整到该分配的信道频率，而且，通常在中频范围、低频范围或基带范围内利用相应的模拟或数字的带通或低通滤波器来滤掉不必要的信号成分，以便为接收信号或需发射的信号实现为避免信道串扰所需的带宽限制。
为了尽可能好地利用信道带宽，所述的频率转换级必须能够以较高的准确性和时间稳定性被调整到所需的信道频率。为此，驱动所述频率转换级的振荡电路必须具有较高的频率稳定性。
为了使振荡电路实现较高的频率稳定性，从文章开头所述的论文可以得知，需要把整个振荡电路或只把参考振荡器设计成外部的混合电路组件。该解决办法的缺点在于使用混合电路组件时所造成的成本较高。
在所述论文讲述的一个替换方案中，规定了整个集成地实现所述的振荡电路。但是事实表明，对许多应用来说，这种整个地集成振荡电路只有较小的频率稳定性。
因此，本发明所基于的任务在于，创造一种被设置用在通信终端设备中的电路装置，它可以成本合适地进行制造，而且同时还可以产生对实践来说具有足够高频率稳定性的振荡器频率。
本发明所基于的该任务通过权利要求1和5的特征部分来解决。
总之，通过把连同容性谐振元件在内的振荡电路完全集成到集成电路之中，本发明的电路装置可以实现较高的集成度，由此其制造成本可以保持得很低。通过相对于所述的集成电路在外部布置(“调出”)所述的容性谐振元件，还可以确保较高的频率稳定性。
优选地，所述的容性谐振元件涉及一种振荡石英。
如果所述的集成电路还包括有诸如数字滤波器、信道估测器或数据检测器等元件，那么从成本的观点来看，本发明的电路装置可以有利地实现非常高的集成度。
下面参考附图并借助实施例来阐述本发明。图中：
图1用方框图示出了本发明的电路装置图，
图2示出了图1所示振荡电路的电路图，以及
图3示出了图2所示参考振荡器的电路图。
如图1所示，被设置用于譬如移动电话等通信终端设备的集成电路(IC)1包括数据处理电路2、A/D转换器6、D/A转换器7以及振荡电路(VCO：压控振荡器)8。
在图1中，所述的数据处理电路2的范围是用划线边框示出的。该数据处理电路2包括一个其内包含有数字滤波器(未示出)的数字式信号变换电路3、信道估测器4和数字式I/Q调制器5。数据处理电路2可以以未示出的方式带有其它的数字式电路元件和控制元件，譬如存储元件、微处理器、微控制器等等，而且也可以带有下文将继续阐述的数字电路，譬如数据检测器D等等。
由VCO 8生成的振荡器频率fOZ可以通过VCO 8的控制输入9进行改变，并且以系统时钟的形式被提供给IC1，尤其还在VCO 8的振荡器输出10处以采样频率的形式被提供给A/D转换器6和D/A转换器7。
工作在低频或基带范围的IC1与通信终端设备的高频部分11保持连接。
在接收侧，所述的高频部分11可以带有第一下混频器13和第二下混频器14，它们接收由接收天线12提供的接收信号。所述的下混频器13、14利用由90°移相器15产生的相互移相90°的混频信号进行工作。因此，两个下混频器13、14的模拟输出接收信号24、25同样具有90°的相移(所谓的同相(I)及正交支路(Q))。所述的模拟输出接收信号24、25被输入到A/D转换器6的相应I或Q输入端，该转换器相互独立地对所述的输出接收信号进行数字化。
在高频部分11的发射侧，由D/A转换器7输出的、同样被移相90°的模拟I及Q输出信号26、27在该高频部分的加法级19内相互叠加，而且，在所述加法级19内形成的输出发射信号28以输入信号的形式被输入到上混频器18中。通过与混频信号20进行混合，上混频器18把所述的输出发射信号28转换成一个发射信号，该发射信号被导往发射天线21(其在实际实施时与接收天线12是同一个)并由其辐射出去。
此外，所述的高频部分11还具有一种n∶m倍频器22，其输入侧输入有振荡器频率fOZ，而且该倍频器22还生成用于上混频器18的混频信号20和用于90°移相器15的、下混频所基于的混频信号23。后面所提到的信号20、23是频率为f=(n/m)*fOZ的正弦振荡，其中对于所述的两个信号20、23，m和n通常是不同的整数。
所述的高频部分11可以实现为多种与此处所示的情况不相同的方式，而且譬如还可以包括中间频率级和合适的用于限制带宽的带通滤波器。
下面来详细说明所述电路装置的工作方法，其中数字资料涉及数字无线电中所应用的GSM(全球移动通信系统)标准。
当接收由基站在为此而预备的通信信道(范围为935至960MHz，信道带宽为200kHz)上发出的用户无线电信号时，所述的两个下混频器13、14由倍频器22通过选择n和m的合适值来如此地进行驱动，使得产生的模拟输出接收信号24、25(I和Q支路)位于低频或基带范围之内。由此，所述的信号可以轻易地由A/D转换器6进行采样和数字化。为采样所采取的振荡器频率譬如可以为fOZ=13MHz。
由A/D转换器6产生的数字式数据信号29(I支路)和30(Q支路)被输入到信号变换电路3。
必要时，信号变换电路3对所获得的数字式数据信号29、30进行数字式频率偏移，并接下来进行数字滤波。该数字滤波实现了接收侧传输通道的所需带宽限制(＜200kHz)。这譬如可以通过信号变换电路3中所包含的数字低通滤波器(对于基带范围的数据信号29、30)或数字带通滤波器(对于低频范围的数据信号29、30)来实现。
所述的信号变换电路3之后接有一个信道估测器4。其任务在于，借助由基站有规则地辐射和由信道估测器4已知的预定数据序列(所谓的训练序列)来连续地(譬如共0.5ms)测定移动无线电信道的当前传输功能。所述的传输功能表明了移动无线电信道的瞬时传输特性。连续地重新测定传输功能是必要的，因为在交变的环境干扰(譬如建筑物的屏蔽和反射)下，移动无线电信道的空气接口中的波传播是不断变化的。
测定(估测)的传输功能以及滤波后的数字式接收数据通过信道估测器4的输出端31而被输入到各个未示出的数据检测器D中。该数据检测器借助所包含的传输功能对原来发送的数字式数据信号进行识别。通常，接下来还有进一步的数字处理步骤(解交织，信道解码，源解码)，该步骤可以完全重构所发送的信息。
数据处理电路2的设计在很大程度上取决于所述通信终端设备的具体应用领域。特别是在有线或玻璃纤维连接的通信终端设备的情况下，可以譬如取消信道估测器4。
通信终端设备的发射侧的工作方式在很大程度上类似于上述接收侧的工作方式：
通过输入端32向数字I/Q调制器5输入一个事先譬如被源编码、信道编码及交织过的数字式输入信号E。数字I/Q调制器5按照预定的调制方法、譬如GMSK(高斯最小偏移键控)对该数字式输入信号E进行转换，其中同时还引入带宽限制。I/Q调制器5在输出侧向D/A转换器7提供转换(调制)过的数字式数据信号33、34。然后以已讲述的方式在上混频器18内对相应的模拟I和Q输出信号26、27进行频率转换。
由频率偏移或频率噪声所引起的振荡器频率fOZ的时间变化将会导致(接收侧的)数字式I和Q数据信号29、30以及(发射侧的)无线电波的频率位置产生相应变化。这是因为，下混频器13、14和上混频器18内所输入的混频信号20、23是从振荡器频率fOZ导出的，由此也包含了其频率不稳定性。这种在接收侧和发射侧所出现的频率位置变化是不理想的，因为它们将导致所述信号同(接收侧)信号变换电路3中滤波的错误匹配，或者同(发射侧)所分配的信道频率的错误匹配。在两种情况下都会出现有效的带宽损失，并可能带来较大的信道串扰。
振荡器频率fOZ的频率偏移可以通过VCO 8的控制输入9来实现调整。在移动无线电应用的情况下，在VCO 8无论如何都需要的频率再调整的过程中，实现该频率偏移调整是为了考虑在发射和接收的无线电波之间的多普勒频率偏移。为此，由基站在规则的时间间隔(譬如共47ms)内以正弦波的形式发送一个频率标准(FCB：频率校正脉冲串)。在高频级11内，以未示出的方法利用一种频率间隔(间隔宽度譬如为20kHz)对该FCB进行搜寻。通过调谐到具有最大FCB接收信号强度的帧频，可以用该间隔宽度的准确度来测出所述的频率标准。然后，以合适的方式利用从高频部分11输出的、并被输入到VCO 8的控制输入9的控制电压信号来对振荡器频率fOZ进行再调整。
VCO 8的频率噪声取决于电路组件，并主要是在参考振荡器内产生的，所述参考振荡器可理解为VCO 8的谐振器。
在对VCO 8的无噪声有最大要求的情况下，必须为VCO 8或其参考振荡器装设(较昂贵的)混合电路组件。但根据本发明，除了容性谐振元件800之外，整个VCO 8都被集成地构造在IC1之中。由此可以在低频率噪声和适宜的构造方法之间实现折衷，这在实际中对许多应用都是有利的。
图2以一种优选的方式示出了VCO 8的电路图，其中该VCO 8在此实施为PLL调整电路的形式。
该VCO 8具有上文所述的参考振荡器80、调节器81、跟踪振荡器82、相位检测器83和比较电路84。比较电路84输入有相位检测器83的输出电压信号和控制输入9上的控制电压信号。比较电路84譬如通过相减从该两个电压信号中求出一个输入到调节器81的调节偏差信号。调节器81根据该调节偏差信号来控制跟踪振荡器82，于是后者便生成具有振荡器频率fOZ的电压信号UOZ。所述的PLL调整电路通过相位检测器83闭合起来，且该相位检测器83测出由参考振荡器80接收的频率为fR的电压信号UR和振荡器频率fOZ的电压信号UOZ之间的相移，并如同上文一样以输出电压信号的形式将该相移反馈到比较电路84中。
图3示出了参考振荡器80的电路图。该参考振荡器80在其电路技术构造方面是已知的，并在技术上被称为“哈特莱振荡器”。它具有一个电感L和一个同该电感L并联的电容C。正反馈地连接在晶体管T的基极和集电极之间的振荡石英被用作容性谐振元件800。控制电容Cs与所述的振荡石英相串联，而且在晶体管T的集电极上接有电阻R。根据表示IC1的点划线所标出的范围，电感L、晶体管T、控制电容Cs和电阻R被集成地构造在IC1内，而振荡石英800在实施时不作为IC1的集成元件。
参考符号清单
1 集成电路
2 数据处理电路
3 信号变换电路
4 信道估测器
5 I/Q调制器
6 A/D转换器
7 D/A转换器
8 VCO
9 控制输入
10 振荡器输出
11 高频部分
12 接收天线
13 第一下混频器
14 第二下混频器
15 90°移相器
16 混频信号
17 混频信号
18 上混频器
19 加法级
20 混频信号
21 发射天线
22 n∶m倍频器
23 混频信号
24 模拟输出接收信号
25 模拟输出接收信号
26 I输出信号
27 Q输出信号
28 输出发射信号
29 数字式数据信号
30 数字式数据信号
31 信道估测器的输出
32 I/Q调制器的输入
33 数字式数据信号
34 数字式数据信号
80 参考振荡器
81 调节器
82 跟踪振荡器
83 相位检测器
84 比较电路
800 容性谐振元件
D 数据检测器
E 输入信号
L 电感
C 电容
T 晶体管
R 电阻
Cs 控制电容
fOZ 振荡器频率
fR 参考振荡器的频率
UOZ 振荡器的电压信号
UR 参考振荡器的电压信号