检测导频声的方法 本发明涉及到一般来说检测导频声的方法。导频声是已知频率的正弦振动，例如这是应用在通信系统中，特别是在移动无线系统中。在这些移动无线系统中人们常常有搜索导频声的任务。
例如按照GSM/DCS1800/PCS1900工作的数字移动无线系统经过管理信道进行无线通信的管理。为此移动站经过固定站可以与网络连接，移动站必须检测和搜索作为第一个的管理信道。为了检测管理信道对固定的脉冲序列进行搜索，脉冲序列是这个管理信道的特征。
为此在上述系统中使用脉冲序列，所谓的“频率修正脉冲(FCB)”，这是由148归零的序列形成的。
在这里分析地系统中对于传输使用所谓的GMSK-调制方法(高斯的最小移位码)。其中载波频率FT(例如900MHz)与准备传输的信号进行调制，即在这里也特别用专门感兴趣的FCB-信号进行调制。得出的频率为FT+67.7kHz，也就是说超过载波频率67.7kHz。从而将148归零的FCB-脉冲序列转化为纯粹的正弦信号。这在基带上意味着，在理想情况下(没有信道畸变和噪声)相邻扫描值的相位差为90°，如果人们从以下情况出发，用比特节拍(4*67，7＝270.8kHz)进行扫描时。
从现有技术已知用于FCB-搜索的各种方法。例如在文章“在D-网络上移动站的开始同步化”G.Frank和W.Koch，PKI技术报导1(1990)，43-49页中叙述了用于FCB-搜索的方法。在这个方法中通过被接收信号的所有(I，Q)-扫描值与exp(-jkπ/2)相乘FCB-搜索开始频率移位。将在时间点k上的各扫描值Z可以在复数平面上表示为Z(k)＝I(k)+jQ(k)。这意味着将被接收的信号向下移动67.7kHz，则其中间频率在频率移位之后为0Hz。然后进行信号低通滤波。如果涉及到FCB～信号，则滤波器使其通过；相反将其他信号由于其带宽大继续遏制。然后形成被滤波信号的数值，这在理想情况下产生的FCB-信号周期类似于矩形的脉冲。与之相反在其余的时间由于用偶然的数据比特进行调制占统治地位的是类似于噪声的信号。对于类似于矩形的脉冲可以规定一个最佳的搜索滤波器。这相当于在FCB周期上形成浮动的平均值。如果被滤波信号的最大值超过在这之前确定的阈值时，一个FCB被认为找到了。最大值的位置标志被检测的FCB-信号的结束。
这里叙述方法的缺点是，被滤波的信号的最大值与瞬间的信号幅值有关和因此经受强的衰减-波动。匹配的幅值调节对于可靠的FCB-搜索则是必要的。低通也必须是高质量的和因此其实施是非常麻烦的。此外这种方法对于在移动站和基站之间的频率失调非常敏感。在实践中因此要求在多个观察间隔上的最大值的平均。
另外的方法是在文章“GSM-系统DMCS 900(D-网络)移动站的同步化”H.Neuer，H.Bilitza，S.Gaertner频率47(1993)3-4，66-72页中叙述的。在这个方法中计算被接收信号的各四个扫描值的相位差。分析是以本方法为基础的，对于一个FCB-信号周期在理想情况下这样的相位差是零，因为如上所述，两个相邻扫描值的相位差为90°，四个扫描值之间的相位差为4×90°＝360°或者为0°。通过对于各相位差新计算的有效性区域考虑了干扰(衰减)。如果出现足够大数目的可忽略的小相位差，一个FCB-信号被认为找到了。
在这种方法中的问题是确定FCB-信号的位置，因为只计算各四个扫描值。因为在这里叙述的方法中要求确定扫描值之间的相位差，使用余切函数以便从被扫描的接收信号的90°相位差-部分中计算出扫描值的相位。但是在几乎所有信号处理器上没有硬件支持，则通过复杂的行列式展开近似地进行计算，这需要相应的计算时间。
现有技术的第三种方法是西门子公司Dr.Ralf Hartmann开发的方法，这种方法和Frank和Koch的方法类似，其中一个滤波器使频率为67，7kHz的FCB-信号无阻碍地通过和另外的滤波器完全阻挡FCB-信号。由两个被滤波的信号形成幅值和然后形成浮动的平均值。然后形成两个平均值的商值和与在这之前确定的阈值进行比较。如果商值没有超过阈值，则认为找到一个FCB。商值的最小值的位置标志FCB-信号的结束。
这种方法已经成功地使用在GSM-手机的芯片组中。因为人们通过形成商值对幅值波动达到不敏感的目的，则可以取消在Frank和Koch方法中的相应的幅值调节。然而为此需要为了形成商值必要的除法同样需要相当多的计算时间。此外这种方法对频率失调敏感。当频率失调时一个滤波器不再允许信号完全通过，另外的滤波器不再完全阻挡信号。其结果是商值的最小值升高很多和在最好的情况下为了最小频率失调设计的阈值不再适合，和因此整个的FCB-搜索是不可靠的。
由R.Hartmann，B.Yang题目为“搜索导频声的方法”(申请日期1997年9月30日)的专利申请DE 197 43 191中已知搜索导频声的另外方法。这种方法使用所谓的有差别的符号评估。此时不再求出被接收信号连续(I，Q)扫描值的准确的相位差，如Neuner，Bilitza和Gaertner方法中的。代替这个只研究是否连续扫描值的相位差位于间隔(0，π)或者(-π，0)内。两种情况对应于一个被发送的GMSK-调制器的符号1(“+1”)或者0(”-1”)。因为按照有差别的编码在发送方将由148归零所组成的FCB-信号转化为147个1，和在FCB-信号之外几乎同时出现很多1和归零，这样就可以搜索FCB-信号，如果在长的与1有关的方框之后进行搜索时。
有差别的符号评估的优点在于很容易实现。如果I(k)代表基带扫描的同相位部分和Q(k)代表基带扫描的90°相位差部分，则在这种方法中表达式Q(k)*I(k-1)-I(k)*Q(k-1)的符号在理想情况下准确地反应被发送的符号。因为被扫描信号的衰减单个地导致错误的符号评估，将被评估的符号(1或0)用所谓的匹配滤波器进行滤波。这意味着将固定长度的搜索窗穿过被评估的符号和在窗内用形成为浮动和的形式数出1的数目。将滤波信号的最大值然后与阈值进行比较和当超过阈值时得出存在一个FCB-信号的结论。
在那里叙述的搜索导频声的方法通过附加的滤波对于幅值波动，坏的信噪比和频率失调相对不敏感。然而在这种算法中的问题是相邻信道的干扰。如果正巧在频道上搜索一个导频声，也就是说搜索一个FCB-信号，目前在频道上没有传输什麽，但是在相邻频道上传输一个强功率的宽带信号，则在被研究的频道上也常常找到这个信号的剩余信号。于是这个剩余信号在被研究的频道上可以假冒用FCB-脉冲序列形式的导频声。
本发明的任务是改进有差别的符号评估的上述方法，使其对相邻信道的干扰不敏感。
此任务是通过上述申请的权利要求1的本发明的方法解决的。按照本发明的方法使用分段扫描的思想，在其中代替连续的(I，Q)扫描值使用位置分开的扫描值计算相位差。通过这样的分段扫描造成相邻频道剩余信号谱的人工放大的重叠(化名)。这种化名-效应将原来彩色的剩余信号谱变换为近似白色的谱。因此剩余信号类似于一个噪声和几乎与被搜索的FCB-信号没有相似性。FCB-信号本身有一个窄带谱，窄带谱几乎不受化名效应的影响。
下面借助于附图详细叙述按照本发明的方法。
附图1a象征性地表示被研究的信道，及其具有各自信号谱的上和下相邻信道。
附图1b象征性地表示移动站的基带滤波的幅值曲线。
附图1c象征性地表示在基带滤波之后的剩余信号谱。
附图2象征性地表示按照本发明检测导频声的电路方框图图。
附图1a至附图1c说明被研究信道由于其相邻信道干扰的问题。
附图1a表示在准备研究的信道m上也就是说在这个信道上应该搜索导频声，没有发送信号的状态。相反在下面的相邻信道m-1和上相邻信道m+1上传输一个强功率的宽带信号。按照GSM/DCS1800/PCS1900标准的移动无线系统中频道200 kHz的位置是分开的。此时将下频道m-1和上频道m+1上的FCB-信号各自表示为用箭头表示的垂直线。
附图1b表示搜索导频声移动站的基带滤波的幅值曲线。
附图1c表示得到的结果，如果人们将附图1a表示的具有基带滤波的具有附图1b表示的幅值曲线的信号进行滤波时。如人们看到的，基带滤波没有能力完全遏制两个相邻信道的宽带信号和下相邻信道上的FCB-信号。此外不幸的是宽带的剩余信号从上相邻信道中落入在其中也可以找到信道m的FCB-信号的频域。在上述专利申请DE 197 43 191中叙述的搜索导频声的方法不可能将这样的剩余信号与自己信道上的FCB-信号加以区别和有可能将这个剩余信号错误地作为FCB-信号进行检测。
按照本发明方法可以避免FCB-信号的错误检测。附图2用电路框图表示了按照本发明检测导频声的方法。
将准备研究的信道m上的信号在单个时间点上进行扫描。此时将在时间点k上接收信号的每个扫描值Z可以用复数表示为Z(k)＝I(k)+jQ(k)。其中I(k)是时间点k上的基带扫描值的同相位部分和Q(k)是时间点k上的基带扫描值的90°相位差部分。
将两个部分I(k)，Q(k)在方框1上进行所谓的偏移量补偿。因此将数值I(k)，Q(k)中可能的直流量进行补偿。例如这可以用Notch-滤波器或者以块为基础进行补偿。然后在方框2a或者2b上进行有差别的符号评估。目前对于有差别的符号评估使用连续的扫描值I(k)，Q(k)。在按照本发明的分开扫描的有差别的符号评估中为了计算相位差使用分开的扫描值。即进行分开扫描。一般来说为了形成相位差使用I(k)，Q(k)和I(k-Δk)，Q(k-Δk)，其中Δk≥2。
在方框2a中选择具有Δk＝2的分开扫描。此外检查是否在I(k)+j*Q(k)和I(k-2)+j*Q(k-2)之间的相位差有相位差别为Δk*π/2＝π，也就是说位于间隔(π/2，3π/2)内。这可以用对数值I(k)*I(k-1)+Q(k)*Q(k-2)的简单询问进行。如果这个数值小于零，则被评估的符号a(k)代表1。如果这个数值大于或者等于零，则被评估的符号a(k)代表零。
相反在方框2b中用Δk＝5进行分开扫描。此外检查是否在I(k)+j*Q(k)和I(k-5)+j*Q(k-5)之间的相位差有相位差别为Δk*π/2＝5*π/2，这相当于π/2，也就是说位于间隔(0，π/2)内。这可以用对数值Q(k)*I(k-5)-I(k)*Q(k-5)的简单询问进行。如果这个数值大于零，则被评估的符号a(k)代表1。如果这个数值小于或者等于零，则被评估的符号a(k)代表零。
如上面叙述的，这样的分开扫描的结果是相邻信道剩余信号谱的人工放大的重叠(化名)。这个化名效应将原来彩色的剩余信号谱，这在基带滤波器滤波之后不存在这个化名效应，变换为近似白色的谱。因此剩余信号类似于一个白噪声和几乎与FCB-信号没有相似性，这样就避免了错误检测。
原来的FCB-信号有一个窄带谱，这几乎不受化名效应的影响。
选择的Δk愈大，化名效应愈强。但是另外一方面有反对Δk过大的原因：
a)Δk值太大也导致原来GCB-信号的一个宽谱，这有可能导致不能检测精确的FCB-信号。
b)通过分开扫描频率失调效应放大。例如频率失调为20kHz包含相邻(I，Q)数值(Δk＝1)的相位移为(20/270，833)*360°≈ 26，6°。如果人们选择Δk＝2，于是频率失调为20kHz的相位移对应于2*26，6°＝53，2°。由于这个原因人们应该选择尽可能小的Δk，从而即使频率失调比较大的FCB-信号也可以精确地检测。
c)必须确保不会通过分开扫描将下相邻信道的FCB-信号(见附图1c)转移到大约如同信道m的FCB-信号的同一个频域中。在这种情况下检测导频声的移动站有可能区别不开信道m-1和信道m的FCB-信号。例如当Δk＝4时出现这种情况。
如人们看到的上述要求部分地相互矛盾。经过广泛的试验显示出Δk＝2和Δk＝5代表了对于GSM/DCS1800/PCS1900系统的两个有意义的妥协。
如在附图2方框2a中表示的，选择Δk＝2允许检测频率失调大的FCB-信号。和因此适合于移动站和基站的开始同步化。当然由于不充分的分开扫描遗留下对于相邻信道干扰小的剩余信号的危险。
如在附图2方框2b中表示的，选择Δk＝5完全避免了相邻信道干扰。因此这里只检测频率失调小的FCB-信号。因此这种运行方式特别好的适合于监控无线运行中移动站的相邻小区。
在上述检测中衰减干扰可能单个地导致错误的符号评估。因此将被评估的符号a(1或0)在方框3a或者3b中用匹配滤波器进行滤波。这意味着将具有预先规定长度L的搜索窗穿过被评估的符号。此时用形成浮动和的方式数出在搜索窗内1的数目。可以表达为以下公式：
q(k)＝q(k-1)+a(k)-a(k-L)，其中q(k)是符号和，a(k)是上面被评估的符号和L是搜索窗的长度。如果FCB-符号是由148个归零形成的，在有差别的编码之后在发送方将这个转化为147，这样将L计算为L＝148-(Δk+1)。当Δk＝2时得出L＝145，如在方框3a中表示的，和当Δk＝5时得出L＝142，如在方框3b中表示的。
在两种情况下将在方框3a或者3b中形成的符号和q(k)的最大值然后与阈值5进行比较，当超过阈值时得出存在一个FCB-符号的结论。于是从最大值的位置也可以得出FCB-符号的位置。例如可以将位于时间点之间的时间点，在其上符号和(q)第一次和在其上符号和最后一次超过阈值和(S)的时间点，规定作为被搜索脉冲序列的时间位置。
按照本发明用于检测导频声的方法，特别是用于搜索脉冲序列所谓的FCB-信号，这些是移动无线系统中的一个管理信道的特征，相对于由当代技术水平提供的已知的方法特别附加的优点是，对于相邻信道的干扰相对不敏感。