浮动前置放大器和单线测量设备 【技术领域】
本发明涉及一种浮动前置放大器及单线测量设备。背景技术 单线测量设备可专门用于生物电势 ( 如心电图 (ECG)) 和 / 或阻抗测量 ( 如呼吸 ) 的生命迹象和参数监控领域。
生物电势提供了一些人体或生物体电生理过程的相关信息。 测量设备和身体的接 口处使用电极。电极通常应用于皮肤， 但也可用于它处。电极也可为插入体内的针电极。
身体和电极间的接口通常为转化离子电流为金属电流的化学电池。 电极和身体间 通常使用凝胶， 以减少接触阻抗及因此产生的杂音和动作伪迹。但是一些测量设备使用干 电极。另外， 一些电极完全绝缘， 并且仅拾取位移 ( 交流 (AC)) 电流。
典型的生物电势为 ECG( 或 EKG)， 即心电图。其它包括如 EEG( 脑电图 )、 EOG( 眼 电图 )、 EMG( 肌电图 ) 等。图 1 示出了 12 导联 Mason-Likar ECG 系统。附图左侧示出了贴 附电极的布置， 并且右侧示出了用于所附电极的前置电子电路的典型示意图。
电子电路通常与电极分离定位 ： 位于带状物内的小型记录器 ( 霍尔特 (Holter) 系 统 ) 或床边盒子内。但尤其对于 EEG( 信号弱 ) 或绝缘电极 ( 阻抗非常高 )， 部分电子系统 可位于电极处， 以保持杂音尽可能低。该电极也称为 “有源电极” 。
图 1 中， 电极电势通过作为跟随器连接的运算放大器缓冲， 即单位增益。这些跟随 器提供高输入阻抗和低输出阻抗。
电极电缆被屏蔽。该屏蔽在由跟随器输出电压驱动时最佳。一方面， 可避免电容 耦合干扰， 另一方面， 如果跟随器的增益 g 精确为 1， 则限制输入阻抗为放大器输入阻抗。 现 实世界中， 跟随器运算放大器的 CMRR( 共模抑制比 ) 并非无穷大， 即 g 不能精确为 1。这使 得电极丝及其屏蔽间的寄生分路电容 CP 未完全消除 ； 电容实际减至 CP(1-g)， 即仅在 g 精确 为 1 时等于 0。
三个电极 R、 L 和 F 所测电势平均为所谓的三个电阻的威尔逊 (Wilson) 中心点 W。 该电势通过使用反馈滤波器和所谓的保护驱动电极 G( 有时也称为 “右腿驱动电极” )设 置为等于电子地 ( 即等于 0V)。典型的反馈滤波器的传递函数是具有符号反相的积分器， 即 -1/ST， 其中 S 是拉普拉斯 (Laplace) 变量， T 是相应于闭环频率的时间常数。其它电极 即 V1-V6 测量关于威尔逊终端 W 的所谓的心前区导联。
测量设备通过电极 G 的输入阻抗非常低， 允许源于身体和测量设备之间的电容耦 合的电源干扰电流， 该电流优选流经电极 G 而不是流经测量电极。这样， 电源对生物电势测 量的影响最小化。
ECG 电极通常为由医生或经过培训的护士直接应用于适当位置的一次性粘附凝胶 电极。电极连接至电线 ( 各电极使用一根不同的电线 )。电线连接至记录器， 该记录器是通 常置于带状物处的小型电子单元。 电线有时以医生或经过培训的护士选择的方式通过条带 附连到身体， 以最小化电线重量移动电极的风险， 并最大化患者的舒适感。
电极也可用于阻抗测量， 如阻抗体积描记、 阻抗心动描记、 身体成分阻抗、 阻抗断 层成像、 皮肤阻抗等。阻抗通常以高频 ( 相对身体频率 ) 测量， 一般为 50kHz。为使电极 / 身体接口处的高阻抗与体内组织的低阻抗分离， 通常使用图 2 所示 4 线方案。在此附图中， 需测量的阻抗 Z 和四个接口阻抗以虚线示出。 两个电极连接至电流源 i， 同时用于电压测量 的另外两个电极 (V2-V1) 连接至前置放大器。
为尽可能限制任意测量设备带来的不适， 有利的是尽可能减少与身体接口的数 量。特别地， 感兴趣的是在测量可行时共用用于生物电势和阻抗测量的电极。另外， 尽管因 技术原因保护驱动电极、 电子单元和电缆是必须的， 但也是造成引起患者不快和不适的主 要来源。
对咳嗽的客观非监督评估对于长期动态数据采集系统仍是一个重大挑战。
标 准 发 展 的 趋 势 是 数 字 记 录 咳 嗽 声 音、 胸 壁 EMG 信 号 的 分 析 或 其 组 合 (Smith， ″ Ambulatory methods for recording cough( 咳 嗽 的 动 态 记 录 方 法 ) ″， Pulmonary Pharmacology & therapeutics( 肺病药物学与治疗学 )， 20(2007)， 313-318)。 基于咳嗽声信号分析的方法据报告可提供 82 ％的灵敏度值 ( 真阳性检测与真阳性检测 和假阴性检测的比值 )。这么低性能的主要原因在于患者间咳嗽声音的声属性的可变性 与对传感器设置和配置的依赖。环境噪声可能是假阳性检测的另一重要来源 (Matos 等 人，″ Detection of cough signals in continuous audio recordings using Hidden Markov Models( 连 续 音 频 记 录 中 使 用 隐 马 尔 可 夫 模 型 的 咳 嗽 信 号 的 检 测 ) ″， IEEE Transactions Biomedical Engineerings( 美国电气和电子工程师学会 (IEEE) 生物医学工 程汇刊 )， 2006 ； 53 ： 1078-83)。
近年来出现的一些新发展中， 必须提及近来使用 VivoMetric 公司生命衫的成果 (Coyle 等人，″ Evaluation of an ambulatory system for the quantification of cough frequency in patients with chronic obstrusive pulmonary disease( 慢 性 阻塞性肺疾病病人咳嗽频率量化动态系统评估 ) ″， Cough( 咳嗽 )， 2005)。作者使用生 命衫记录呼吸感应体积描记 (RIP)、 声音、 心电图和加速度测量， 并报告灵敏度值为 97 ％ (Smith， ″ Cough ： assessment and equipment( 咳嗽 ： 评估和仪器 )″， The Buyers Guide to Respiratory Care Products( 呼吸护理产品买方指南 )， 2007)。 该方法的详细说明参见 Vivometric 公司的专利 (Coyle 等人， ″ Systems and methods for monitoring cough( 一 种咳嗽监控系统及方法 )″， US2007/0276278)。
本发明的主要目的是提出性能卓越的用于生物电势和阻抗测量的前置电子电路 ( 输入阻抗非常高， 并且增益非常接近 1)。优选实施例中， 带状物处不再需要显式保护电极 和显式电子单元 ； 所有电子器件均嵌入直接置于测量部位的单元内。 另外， 提出的前置电子 电路允许大幅简化布线和接头， 这是因为用于电势基准和电流回路的所有单元仅连接至一 根电线 ( 理论最小 )。 优选实施例中， 该电线甚至不要求电绝缘， 且可嵌入衬衫、 衣服、 织网、 带状物等的布料内。 发明内容 根据主要特征， 本发明涉及一种由反馈滤波器的输出控制电压源偏压电源的跟随 放大器， 所述反馈滤波器的输出由跟随器输出电势和电源电势间的电压馈送。
换句话说， 也可以说跟随放大器由共同连接至内部地的正和负浮动电源供电。为 避免未确定的电势， 受控电压源相对外部地电势设定内部地电势。注意， 原则上， 正和负电 源量值相同无关紧要。其中一个电源甚至可为零。此时， 跟随放大器将单电源运行。
进一步的特征包括 ：
反馈滤波器优选地被选择为使其关于感兴趣的频率的输入被控制为零。换句话 说， 关于感兴趣的频率的跟随器电源电势尽可能接近跟随器输出的电势。这产生两个正面 效果。 首先， 大幅降低了跟随器输入阻抗过低产生的负面影响， 这是因为感兴趣的频率中该 阻抗的电压大幅减小 ( 理想地为零 )。其次， 输入电压接近零 ( 理想地等于零 ) 时， 跟随器 的实际增益 ( 实际接近 1， 但不等于 1) 变得不太重要， 这是因为零乘任何值均等于零。因 此， 跟随所述跟随器的输出的浮动电源供电时， 有效跟随器增益更接近 1。
有利地， 反馈滤波器可具有由 a) 与跟随器相同的电源供电并驱动外部地、 或 b) 由 自身电源供电并驱动内部地的运算放大器。
相对其他电源， 定义的浮动电源可自由浮动。 换句话说， 所述浮动电源间的电势不 确定， 就像没有电连接。电池是理想的浮动电源。
电绝缘 DC/DC( 直流 - 直流 ) 变换器 ( 如通过调制—隔离变压器—整流器或通过 电荷泵 ) 也是浮动电源的示例。 为获得最佳性能， 浮动前置放大器必须被屏蔽。 该屏蔽可由内部地电势驱动， 或最 好由跟随器输出驱动。
通过内部地电势或最好通过跟随器输出而屏蔽浮动前置放大器的输入线路也是 非常重要的。这样可大幅减少任意杂散电容或阻抗的影响， 因而产生显著的高阻抗。
放大器具有可传导至地的极化电流。当该电流不能自然流经电压源以进行测量 时， 如电容串联插入时， 要求有专用电路。 一个解决方案是传导该电流通过输入端和内部地 之间的电阻。由于上述本发明的特性， 该电阻不会显著改变输入阻抗。将传统方法应用于 本发明 ( 见图 8b)， 产生可有利地用于例如绝缘电极的优异性能。
过电压保护电路还组成对非常高的输入阻抗要求非常重要的附加输入负载。 通过 连接过电压保护电路至内部地， 可实际增大过电压保护电路的有效寄生阻抗 ( 因上述相同 原因 )。
本发明也涉及用于身体生物电势和 / 或阻抗测量的单线设备， 包括连接到用于电 势基准和 / 或电流回路的相同外部电线的多个单元。没有其他电线连接所述单元。该单线 方法简化了布线和接头。取代物理接线， 也可通过直接接触将单元连接到传导衬衫、 衣服、 织网、 带状物等。
至少， 一个单元必须作为基准单元， 其它作为测量单元。 但单元的构造可使其在启 动或运行期间从 “基准单元” 功能切换为 “测量单元” 功能。
由于使用输入端连接至所谓的基准电极且外部地连接至所谓的保护电极的浮动 前置放大器， 因此基准单元确保连接所述单元的外部电线的电势与体内 ( 基准电极以下 ) 的电势相同。这具有几个显著优点。
首先， 对于生物电势测量， 外部电线上没有电源干扰 (50Hz 或 60Hz)。 注意， 如果外 部电线直接连接至基准电极 ( 无浮动前置放大器和保护电极 )， 则将产生显著的电源干扰。 为了处理该干扰， 现有技术的解决方案是使用附加电极 ( 有时如图 1 所示电极 G 被有源控
制 )。该附加电极可用作高共模抑制的仪表放大器的地。这是解决电源干扰问题的传统方 法。当上述附加电极被有源控制时 ( 如图 1)， 称为保护电极。本发明的基准单元中也具有 保护电极， 但目的不同。图 1 中， 可以看到要求几个电极驱动保护电极， 因为现有技术的目 的是最小化仪表放大器 ( 图 1 中未示出 ) 的共模干扰。但几个电极要求几根电线， 肯定不 是单线解决方案。 另外， 如果可设想将保护电极置于单个测量电极附近， 但对于几个电极这 是不可能的。本发明中， 仅使用一个电极 ( 基准电极 ) 驱动保护电极， 因为其目的是提供浮 动前置放大器的外部地。另外， 不再有保护电极处于基准电极附近的问题。本发明中， 基准 单元以及全部测量单元均直接置于测量位置。
第二， 对于阻抗测量， 电极和身体内部之间接口处的高阻抗实际减为零， 并且任何 注入电流可自由流经。 如果不使用浮动前置放大器和保护电极而直接将外部电线连接至基 准电极， 则外层皮肤和电极接口将形成高阻抗， 并且该阻抗将需要较大电压以允许电流通 过。
第三， 因体内电势与外部电线的电势相同， 所以实际消除了外部电线和身体间的 杂散电容的影响。基准单元处尤其如此。对于其它身体位置， 当注入电流流经身体阻抗时， 身体内与外部电线间将产生小电压。但与仅有一个电极且无浮动前置放大器的情况相比， 该电压非常低。注意， 阻抗测量的传统四线解决方案 ( 图 2) 要求 ( 至少 ) 两根外部电线， 一根的电势远高于体内电势， 以使测量电流能通过外层皮肤和电极 ( 尤其是绝缘电极 ) 的 接口的高阻抗注入。另外， 外部电线可无电绝缘。记住， 体内电压较低。另外， 外层皮肤的 阻抗和皮肤与外部电线间接口的阻抗较高。高阻抗低电压实际产生了电绝缘。 第四， 因为仅有一根外部电线， 所以没有电线间串扰的风险。
最后， 因外部电线无需屏蔽 ( 与一些现有技术解决方案相反 )， 所以其运动不改变 电容性负载， 且外部电线的移动不产生动作伪迹。
各测量单元具有测量所谓的生物电势 / 阻抗电极和外部电线之间电压的装置。对 于生物电势测量， 该电压直接是测量位置和基准单元位置间的生物电势电压。
对于阻抗测量和不等于零的所述电压， 至少一个测量单元需要附加的所谓注入电 极。另外， 具有注入电极的测量单元内必须具有电流源或经注入电极、 身体、 基准单元的保 护电极流通电流并通过外部电线返回的其它装置。 电流源未设为零时， 电流将流经身体， 并 且 ( 阻抗电极和外部电线间的 ) 电压降可通过所有测量单元测量。电流源可例如产生幅值 恒定且频率处于任意生物电势带宽之外的交流电流， 使得可轻松提取并分离源自生物电活 动和电流注入的电压分量。
因任何时间电流回路中的电流均相同， 可通过适当调制电流源传递基准电极同步 信息。例如， 可设想正弦波电流在频率和相位上同步基准单元内的振荡器。这在运行期间 其它单元依次执行基准单元的功能时特别值得注意。这样， 所有单元自身的振荡器均可始 终保持同相， 这在需要其它测量单元注入电流以测量阻抗相位 ( 即使所述单元未同步也可 测量其幅值 ) 时非常有用。为放宽同步要求， 也可设想通过低频方波调制该高频交流电流。 所有单元可在测量的电压上检测该方波。 该方波可用于例如在上升沿后的给定时间同时采 样所有信号。
一个以上测量单元可具有电流注入电极和使电流流通经过基准单元的装置。 但电 流必须被调制以使其作用可通过信号处理辨别。 例如， 电流源可每次一个依次接通， 或可全
部接通但使用不同频率的载波。
其它特征如下 ：
就输入阻抗和单位增益而言， 测量单元也可受益于浮动前置放大器的卓越性能。 在一个实施例中， 浮动前置放大器的输入端连接到生物电势 / 阻抗电极， 且其外部地连接 至外部电线。 对于使用电流注入电极的测量单元， 电流源的一个端子连接至该电极， 并且另 一端子连接至浮动前置放大器的外部地。另一实施例中， 电流注入电极连接至浮动前置放 大器的外部地。电流源连接于浮动前置放大器内部地和外部电线之间。注意， 当本实施例 仅用于生物电势测量时， 电流源可不存在 ( 或设为零 )。在此情况下， 称第二电极为 “电流 注入电极” 似乎有些奇怪， 因为实际无电流注入。但这只是特例。
生物电势测量受动作伪迹影响。 减少该影响的方法之一是信号处理期间考虑涉及 电极接触阻抗的信息。使用所述单线设备， 可轻松增加测量电流注入或保护电极的接触阻 抗的装置。但为获得最佳效果， 其它电极， 即生物电势 / 阻抗或基准电极的接触阻抗为优选 的。因此， 优选为交换所述单元的两个电极的任务 ( 其原配置仍用于生物电势测量 )。这可 通过物理交换两个电极与电子电路的连接进行切换而实现。对于给定时隙， 使用原配置执 行生物电势的测量， 且在下一时隙， 交换电极任务执行阻抗 ( 包括接触阻抗 ) 的测量。
实现电极交换的另一方法是利用生物电势 ( 低频测量 ) 和阻抗 ( 高频测量 ) 的频 率分离。为此可使用电滤波器， 优选为具有电容和电感的无源滤波器。
本发明的多种应用之一可为使用仅胸部阻抗测量进行咳嗽的非监督评估。 该评估 用装置可增加至所述单线设备。 附图说明
结合附图参照下述说明以更好地理解本发明， 且所附权利要求指出了本发明的范 现将参照附图仅通过示例说明本发明， 其中 ： 图 1 示出了现有技术的 ECG 装置的典型的前置电路的示意图 ； 图 2 示出了用于阻抗测量的另一现有技术的前置电路 ( 四线方案 ) ； 图 3 是本发明 ( 浮动前置放大器 ) 提出的屏蔽连接至内部地 (3) 的前置电路的示围。
意图 ； 图 4 示出了用于在更复杂的电路中表示浮动前置放大器的符号， 反馈滤波器的传 递函数特征 (20) 是本应用专有的， 且屏蔽 ( 符号周围的框符 ) 与内部地 (3) 的连接用点示 出；
图 5(a) 和 5(b) 示出了连接至电极且具有扩展屏蔽和过电压保护的特征的浮动前 置放大器的两个实施例， 第一实施例基于至内部地 (3) 的连接， 第二实施例基于至输出端 (2) 的连接 ；
图 6(a) 和 6(b) 所示浮动前置放大器的实施例和符号与图 3 所示相似， 但屏蔽连 接至输出端 (2) ；
图 7(a) 和 7(b) 示出了积分器作为反馈滤波器的浮动前置放大器的实施例和符 号；
图 8(a) 和 8(b) 是连接至电极且具有扩展屏蔽、 频率为零时零增益传递函数的
反馈滤波器及分路跟随放大器极化电流的电路的特征的浮动前置放大器的其它两个实施 例；
图 9 示出了图 7(a) 所示浮动前置放大器的另一可选构造， 尤其是反馈滤波器使用 的运算放大器的供电方式 ；
图 10(a) 和 10(b) 示出了有效用于指定频带的浮动前置放大器的实施例和符号 ；
图 11(a) 和 11(b) 示出了调谐用于指定频带的浮动前置放大器的实施例和符号 ；
图 12 示出了图 11(a) 所示浮动前置放大器的具有模拟电感的另一实施例 ；
图 13 示出了图 11(a) 所示浮动前置放大器的具有谐振器的另一实施例 ；
图 14 示出了由连接至固定电源的理想变压器供电的浮动前置放大器 ；
图 15 示出了使用不当基准单元的用于生物电势测量的单线测量设备 ；
图 16 示出了基准单元内使用一个保护电极的用于生物电势测量的单线测量设备 的实施例 ；
图 17 示出了包括通用测量单元和基准单元的用于生物电势测量的单线测量设备 的实施例 ；
图 18 示出了具有可用作测量单元或基准单元的通用单元的用于生物电势测量的 单线测量设备的实施例 ；
图 19 和 20 示出了适于根据本发明的单线测量设备的两个配置 ； 图 21 示出了具有不当基准单元的用于阻抗测量的单线测量设备 ； 图 22 示出了与图 21 所示不同的测量单元内电流源的实施例 ； 图 23 示出了用于阻抗测量的单线测量设备的实施例 ； 图 24(a) 和 24(b) 示出了用于阻抗测量的单线测量设备的其它两个实施例 ； 图 25 和 26 示出了用于阻抗测量的单线测量设备的组合的通用单元的两个实施例； 图 27 至 29 示出了处于生物电势和阻抗测量配置中的单线测量设备的实施例 ；
图 30-33 示出了处于使用接触阻抗特征的生物电势和阻抗测量配置中的单线测 量设备的实施例 ；
图 34 和 35 示出了静止 ( 图 34) 和行走 ( 图 35) 期间， 在咳嗽的有效非监督评估 中， 电胸部阻抗信号对潮气量信号的优势。
具体实施方式
上文已说明图 1 和 2。相同参照数字将用于指示相同部件或类似部件。
图 3 示出了根据本发明的浮动前置放大器的实施例。连接至跟随放大器 (8) 的输 入端 (1) 具有非常高的输入阻抗， 而输出端 (2) 具有低输出阻抗。输出端 (2) 的电势非常 精确地等于输入端 (1) 的电势。内部地 (3) 的电势有源控制为与输入端 (1) 电势相同。
输出端 (2) 和内部地 (3) 间的电压实际可视为馈送控制器 (6)( 或反馈滤波器 ) 的误差信号， 以确定控制电压 (7)， 使得不论外部地 (4) 电势大小， 内部地 (3) 的电势均等于 输入端 (1) 的电势。
内部地 (3) 的电势也是运算放大器 (8) 的电源 (9) 和 (10) 的公共电势。这意味 着， 浮动前置放大器的输入阻抗 Zin 远大于运算放大器 (8) 的输入阻抗 Zin_opa。实际上， Zin＝ (1+h)Zin_opa， 其中 h 是开环即反馈滤波器的增益。
运算放大器 (8) 的 CMRR( 共模抑制比 ) 非常大， 但非无穷大。 这使得跟随器的增益 接近但不精确等于 1。但因为反馈滤波器 (6) 控制内部地 (3) 的电势使其等于输入端 (10) 的电势， 运算放大器 (8) 放大的电压接近 0。因此， 不论跟随器增益 g 的大小， 输出接近 0， 即等于输入端 (1) 的电势。该效果意味着有效 CMRR 远高于运算放大器 (8) 的共模抑制比。 实际上， 有效增益为 (g+h)/(1+h)， 其中 h 为开环增益。
图 4 示出了浮动前置放大器的抽象视图。 在该符号的中间， 示出了反馈滤波器 (6) 的传递函数 (20)， 因为该函数可随应用变化。当该函数不可见时， 改为显示字母 FFA( 浮动 前置放大器 )。点表示放大器周围屏蔽所连端子， 本实施例中， 为内部地 (3)。
图 5(a) 和 5(b) 示出了连接至电极 (30) 的浮动前置放大器的两个实施例。 图 5(a) 所示第一实施例中， 电极 (30) 及其至输入端 (1) 的电线被屏蔽。屏蔽 (31) 的电势与内部 地 (3) 的电势相同。过电压保护 (32)， 例如， 上下平行的两个普通二极管， 从电线 (1) 连接 至内部地 (3)。 因内部地 (3) 的电势被控制为输入端 (1) 的电势， 所以过电压保护的阻抗被 放大 1+h 倍， 其中 h 是反馈滤波器的增益。
图 5(b) 所示第二实施例中， 屏蔽 (31) 的电势与输出端 (2) 的电势相同。第二实 施例的属性仅取决于跟随器 (8) 的带宽。第二实施例的性能与 h 无穷大时第一实施例的性 能相同， 因此就性能而言， 第二实施更佳。但执行第一实施例中的屏蔽较为简单。两个实施 例也可混合， 例如， 电线和电极屏蔽 (31) 连接至输出端 (2)， 且过电压保护 (32) 连接至内部 地 (3)， 或反之亦然。以下说明中将仅使用第二实施例， 但应理解， 也可使用其它实施方式。 另外， 为简化说明， 省去过电压保护 (32)。 除了一些电线开口， 优选为内部地 (3) 屏蔽浮动前置放大器的所有部件。与上述 想法相同， 另一实施例是通过连接至输出端 (2) 的屏蔽而包围浮动前置放大器的所有部 件， 如图 6(a) 和 6(b) 所示。在此示例中， 符号中的连接点显示在输出端 (2)， 如图 6(b) 所 示。理论上， 后一变型稍好， 但实际上， 可能希望使用同一 PCB( 印制电路板 ) 平面来屏蔽并 供电。在此情况下， 第一实施例更优选。因此， 仅可使用第一实施例， 但应理解另一实施例 也可使用。
图 7(a) 示出了典型的传递函数 (20) 的反馈滤波器 (6) 等于 -1/RC 的实施方式， 如图 7(b) 符号所示。 该实施方式仅要求一个运算放大器 (40)， 其必须由跟随器 (8) 的两个 电压源 (9) 和 (10) 供电， 使得内部地 (3) 的浮动电势相对外部地 (4) 的电势准确设定。实 现反馈滤波器的电路是传统反相积分器， 其中电阻 R 和电容 C 连接至运算放大器的负输入 端。
因零频率 (DC) 时反馈滤波器 (6) 的增益 h 为无穷大， 所以浮动前置放大器的输入 阻抗在此频率时也是无穷大。因此， 在类似图 5(a) 或 5(b) 中的一者的应用中， 跟随器 (8) 的极化电流 ( 小， 但非零 ) 必须通过电极 (30) 流入身体。除绝缘电极的纯电容性耦合外， 这不是非常严重的问题。在此情况下， 图 8(a) 和 8(b) 示出了两种解决方案。在第一种方 案中， 电阻 R 用于分路极化电流。对于反馈滤波器 (20) 的带宽内的频率， 电阻 R 的影响保 持较低， 这是因为在这些频率下， 有效电阻为 R(1+h)， 其中 h 是反馈滤波器的增益。第二解 决方案将第一种方案的效果与使用电阻 R1、 R2 和电容 C 的传统方法结合。但电阻 R2 连接至 内部地 (3)—传统解决方案相当于等价于连接至外部地 (4)。
图 9 示出了图 7 所示浮动前置放大器的另一可选构造。该实施例使用分离的电源 (43) 和 (42) 以用于反馈滤波器放大器 (41)。电源直接连接至外部地 (4)。该实施例有时 优选于其他实施例， 因在此配置中， 电源 (9) 和 (10) 可由电源 (42) 和 (43) 轻松获得。另 外， 几个浮动前置放大器的电源 (42) 和 (43) 可被共享例如， 在图 16 所示配置 ( 在所述单 元由相同电源供电的情况下 ) 中共享。 在此实施例中， 反馈滤波器使用跟随器 (41)， 且反馈 滤波器的反相积分器函数通过跟随器 (41) 输入端的无源 RC( 电阻电容 ) 滤波器实现。可 检查输出端 (2) 和内部地 (3) 之间的电压 (5) 是否在外部地 (4) 和内部地 (3) 间产生反相 积分电压 (7)。因此， 仅图 7(a) 所示实施例可用作传递函数 (20) 其它变型的基础。但图 7 和 9 所示电路中， 始终可以用其它阻抗替换电阻 R 和电容 C 以获得相同的传递函数 (20)。
图 10(a) 示出了传递函数 (20) 等于 -R2C1S/(1+R1C1S)(1+R2C2S) 的选择的反馈滤波 器 (6) 的实施方式。该类型传递函数适用于例如图 8(a) 或 8(b) 所示应用。使用电阻 R1、 R2、 电容 C1、 C2 和运算放大器实现该传递函数是传统电路。
图 11(a) 示 出 了 调 谐 用 于 具 体 频 率 f0 的 浮 动 前 置 放 大 器。 在 此 频 率， 输入 阻 抗 理 论 上 是 无 穷 大， 且 放 大 器 增 益 精 确 为 1。 反 馈 滤 波 器 (6) 的 传 递 函 数 (20) 是 另外， 可使用以下等式 ：
图 12 所示浮动前置放大器与图 11 所示相同， 除了电感由包括两个运算放大器 (50) 和 (51) 和四个电阻 R1、 R2、 R3、 R4 以及一个电容 C 的传统电路模拟的情况。反馈滤波 器的电感 L 可计算为乘积 L ＝ CR1R3R4/R2。
图 13 示出了避免使用实际线圈实现图 11 所示浮动前置放大器的另一可能。实际 上， 线圈和电感可由机电谐振器 (60) 替代。
反馈滤波器可使用许多其它传递函数， 只要感兴趣的频率处闭环稳定且开环增益 充分。特别地， 可使用目前所述任何数量的传递函数 ( 只要闭环系统保持稳定 )。
目前所述浮动前置放大器的电源 (9) 和 (10) 是浮动电压源， 即与可以用于其它功 能的其它电压源无电连接。另外， 各浮动前置放大器必须具有自身的与其它浮动前置放大 器无电连接的电源 (9) 和 (10)。电池可以是可行的解决方案， 但有时优选使用一般的电源 (72) 和 DC/DC 变压器 (70) 和 (71)， 如图 14 所示。
图 15 示出了用于生物电势测量的单线测量设备的可行实施例。在此配置中， 浮动 前置放大器用于通过单根电线 (101) 连接在一起的单元 (100) 内。该电线还连接至作为基 准电势的保护电极 G(102)。 各测量单元包括连接至浮动前置放大器的电极。 从目前情况来 看， 单线测量设备实施例中选择的浮动前置放大器的特定实施例并不重要 ； 根据所需性能 可使用任意浮动前置放大器实施例。 另外， 为了实用性， 单线测量设备必须包括测量并处理 载有信息的电压的装置。本专利中， 重点在于前置电子器件， 这种装置在类似图 15 的附图 中通常省去。
图 15 的配置简单但并不推荐使用， 因电源干扰极大影响了电压 UL、 UR、 UF 和 Ui。假 定电压 UL、 UR、 UF 和 Ui 可用数字形式， 则始终可计算例如 UL-UR 等差值。 理论上， 这可取消所谓 的 “共模” ， 但为实际中的有效性， 该方法要求输入范围较大且转换增益非常精确的 ADC( 模 拟数字转换器 )。另外， ADC 取样器必须较好同步。
更好的解决方案是使用保护电极 GG(110) 扩展基准电极 G(102)， 如图 16 所示。 电 线 (101) 的电势目前不受电源干扰的影响， 电源干扰由连接至基准电极 G 的浮动前置放大 器的反馈滤波器抑制。这样， 例如 UL-UR 等差值不受电源干扰影响。关键点在于， 应存在电 源电流通过电容性耦合从身体经任意电极流至接地的低阻抗路径。可以看出， 对于图 16 所 示配置， 情况的确如此。
也可抑制电极 G 相关单元， 并增加保护电极至任意测量电极 L、 R、 F、 Vi。具有保护 电极的单元称为 “基准单元” ， 且其他单元称为 “测量单元” 。
图 17 示出了使用的通用单元的示图。存在两种类型的单元。第一种类型 ( 测量 单元 ) 可以是重复的， 而另一种类型 ( 基准单元 ) 在特定系统中是唯一的。所有单元均连 接至相同电线 (101)。每个单元包括浮动前置放大器， 且每个测量单元也包括 ADC(102)、 CPU( 中央处理单元 )(103)、 一些存储器 (104) 和 WTR( 无线发射器 / 接收器 )(105)。ADC、 CPU、 存储器 ( 随机存取存储器 (RAM)) 以及甚至 WTR 可处于称为微型控制器的单个芯片中。 RAM 可用于记录生物电势 UE， 但该功能在一些应用中可以是非必须的。WTR 可用于生物电势 UE 的在线或离线 ( 从 RAM 恢复 ) 传输。一些应用中也可考虑通过专用电线的有线 ( 在线或 离线 ) 传输。单元间的 ADC 取样器的同步可通过使用无线信号 (106) 实现。下文 ( 图 27) 将说明的另一方法是使用流经电极、 身体和电线 (101) 的电信号。 对于一些信号 ( 如 ECG)， 且在一些应用中， 还可接受硬件同步中的已知不确定性， 因为信号自身的信息 ( 如 ECG 中 R 波 ) 可能足以允许在软件中后期同步信号。
通常每次仅有一个单元用作基准单元。但一些应用中， 所有单元相继用于该功能 是有益的。在此情况下， 所有单元可使用图 18 所示结合的通用单元。各单元包括用于使 所述单元成为测量或基准单元的三个开关。除一个单元外， 其它所有单元的开关 (121) 和 (123) 均断开， 且开关 (122) 闭合。
使用结合的通用单元的概念， 所有单元均具有两个电极。在此情况下， 图 17 的变 型是使所有单元的开关 (121) 闭合且开关 (122) 断开， 且除一个单元 ( 基准单元 ) 外的其 它所有单元的开关 (123) 断开。 该变型可以是更优选的， 因为其更为简单 ； 因两个开关始终 闭合， 分别断开， 所以其实施是常用的。
图 16 中， 因信号在各单元 (100) 中进行处理， 所以不需要显式单元进行记录， 如与 霍尔特记录器一起使用的单元。
图 19 示出了具有领口 (132) 和用于手臂的开口 (131) 的身体衣物 (130)。该衣 物与本发明共同用于测量 ECG。注意， 本示例中使用了 EASI 系统。EASI 系统与图 1 所示系 统中电极数量和位置稍有不同， 但这种差异并不重要。不再需要图 1 所示显式保护电极 G。 其它电极的位置使用固定环 (133) 明确标识。无需专业人士正确放置电极。穿上该衣物即 可定位电极于正确位置。固定环通过电连接相互链接， 所述电连接可为电线或衣物质地本 身 ( 如果其导电的话 )。单元 (100) 夹持在固定环 (133) 中。
图 20 所示示例示出了夹持时如何实现固定环 (133) 和单元 (100) 间的电接触 (135)。 夹持机构可基于如磁性附连， 但也可使用将两个机械部件附连到一起的其它任意标 准方式。当仅有一个触点时， 幸亏本发明提供的单线技术， 所述连接是常用的， 并且可以廉 价且稳定地进行。
图 20 也示出了生物电势电极 (30) 和保护电极 (120) 的可行配置。该配置同心，但也可适用其它几何构造和配置。原则上， 电极也可远离单元 (100) 的外壳连接。
图 21 示出了用于单线阻抗测量的浮动前置放大器的可行用途。需测量的阻抗 Z 以虚线示出。注意， 电流源 i 连接在一个电极和外部地 (4) 之间， 该电流源 i 也连接至外部 电线 (101)。但另一实施例中 ( 见图 22)， 外部地 (4) 直接连接至电极， 同时电流源 i 插入 内部地 (3) 和外部电线 (101) 之间。
除了使用浮动前置放大器提供显著高的输入阻抗 ( 所述输入阻抗在本文所公开 的阻抗测量中已可测 ) 外， 这些配置与图 2 所示相似。但可惜这种简单的方案存在与图 15 所示 ECG 所述相同的问题。为了有效性， 该方法要求使用完全相同的 ADC 增益和时基根据 同步解调方案测量 V1 和 V2。假设满足这些设定， 则数据传输后可数值执行减法 V1-V2。
图 23 所示解决方案中， 电压源 (140) 由反馈滤波器 (141) 控制， 使得电压 V2 为零。 反馈滤波器与所述用于浮动前置放大器的反馈滤波器相似。在电压 V2 等于零的情况下， 不 要求 V2 执行减法 V1-V2， 因结果为 V1-0 ＝ V1。另外， 用于解调的时基 ( 其应与电流正弦波同 步从而可以测量阻抗的实部和虚部 ) 仅用在产生电流的单元中。因该信息不必传递至其它 单元， 因此问题不再存在。 该方法的优势也在于几乎加倍用于电流注入的可行电压范围。 另 一重要优势在于电线 (101) 和体内间的电压小的多。因此， 电线 (101) 和体内间的电容性 耦合减少至最小。在类似图 2 所示的配置中， 该耦合对于绝缘电极及接近皮肤的电线特别 重要。因此， 图 23 的原理允许进行更精确的阻抗测量， 特别是在不同配置中。
当反馈滤波器 (141) 与浮动前置放大器 (6) 的反馈滤波器相同时 ( 在大部分应用 中均可接受 )， 所述配置可简化为图 24(a) 所示实施例。 作为示例， 图 24(a) 中， 为正弦波电 流注入 ( 如 50kHz) 优化了反馈滤波器 (20)。
与参照图 5(a) 和 5(b) 所述过电压保护情况相似， 另一变型是直接连接单元间的 电线至输出端 (2) 而不是内部地 (3)， 如图 24(b) 的实施例所示。后文中仅考虑该变型， 因 其一般更为优选。但应理解也可适用其它变型， 如图 24(a) 所示。
在多阻抗测量设备中可重复具有电流源 i 的测量单元。各电流源 i 可顺序接通或 使用不同调制 ( 如具有不同频率的载波 )。
图 25 示出了使用结合的通用单元进行阻抗测量的本发明的另一实施例。可替换 地， 电流源 i 可如图 22 所示连接。在此情况下， 用于阻抗测量的结合的通用单元稍有修改， 如图 26 所示。
图 27 示出了通过一根单独外部电线 (101) 链接的相同电极测量生物电势和阻抗 的本发明的另一实施例。反馈滤波器的传递函数 (20) 被选择以使其具有对于生物电势和 阻抗频率的高增益。电压 VA 是电极 A( 用于低频 ) 处生物电势和阻抗电压降 ( 高频处 ) 的 结合。如上所述， 电极 A 和 a 的单元可被重复并连接至相同电线 (101)。因此可轻松获得多 电极生物电势和阻抗测量设备。
高频正弦波电流注入可被调制 ( 例如， 使用方波每隔 1 毫秒改变正弦波的振幅 )。 在此情况下， 类似图 27 所示的电路允许通过监测阻抗 (200) 和 (201) 两端可获得的电压 U1 和 U2 来同步两个单元。这些阻抗 ( 例如电阻或电容 ) 处于相同电流环路， 并且因此， 其中 之一两端的电压基于在另一者处所测电压。连接到相同电线 (101) 且使其电流源不可用的 附加单元可通过监测其在所述阻抗频率下的相应电压 VA 而被同步。
电压 U1 和 U2 也可用于以高精确度测量注入电流。该特征在实际中可能非常有用，因为电流源可能不理想 ( 如内部阻抗相对较低 )。
图 28 示出了另一单线生物电势和阻抗测量设备的结合的通用单元。
图 29 示出了基于图 22 的原理的用于生物电势和阻抗测量的可替换的结合的通用 单元。
图 30 示出了另一单线结合的生物电势和阻抗测量设备。对于生物电势测量， 电极 I 用于感测， 而电极 i 用作保护电极。阻抗测量时角色交换。该电路比前述电路复杂。但注 入电流流经生物电势电极。通过测量电压 Ua 和 Ui， 可计算电极 A 和 I 的接触阻抗。该信息 可用于抑制生物电势测量中的动作伪迹。 另外， 接触阻抗是评估电极位置质量的可测信息。
电压 U1 和 U2 的测量也可使用电线 (2b) 代替电线 (1b) 执行。这样， 电线 (1b) 的 输入阻抗可保持为最大而无需通过附加测量放大器改变。
在生物电势频率下， 电感 L 和传递函数 (20a) 使得 (1a) 和 (4a) 间产生短路。 同时， 传递函数 (20b) 使得电容 (200) 实际上不存在。对于这些频率， 电容 (202) 和阻抗 (203)， 例如电阻或电感， 使得外部电线 (101) 实际连接至 (2b)。在阻抗频率下， 电感 L 可视为断 路， 而电容 (200) 的阻抗变得较低， 且外部电线 (101) 实际连接至 (2a)。
阻抗 L 实际与运算放大器 (8) 的输入阻抗并联。因该阻抗实质为电容性的， 所以 选择电感 L 使得所得谐振器电路在阻抗频率下呈现理论上无穷大的阻抗是有利的。
图 31 示出了用于使用接触阻抗特征进行生物电势和阻抗测量的结合的通用单 图 32 示出了用于使用接触阻抗特征进行生物电势和阻抗测量的另一结合的通用元。
单元。 图 33 所示另一电路允许基于时间多路复用而不是上述频率多路复用来测量接触 阻抗。开关用于可选地变换电极 E 和 e 的功能。该电路的优势在于仅要求一个浮动前置放 大器， 但代价是需要更复杂的逻辑和四个额外开关。
在一个实施例中， 如果采样率足够高， 则 CPU(103) 可数值地处理阻抗幅值和相位 ( 或可选为实部和虚部投影 ) 的计算。可替换地， 该处理还可在 ADC(102) 之前通过一些模 拟电子器件执行 ( 解调 )。
另一实施例中， 发明的单线测量设备提供有处理阻抗测量的非监督评估咳嗽的装 置。提出的方法与现有技术不同， 因单独处理胸部阻抗以检测并分类咳嗽事件。图 34 示出 了非动作期间的潮气量和胸部电阻抗。图 35 示出了行走期间的潮气量和胸部电阻抗。可 以注意到使用胸部电阻抗代替潮气量在稳定咳嗽检测方面的优势。