参照图 17 可知， 相对于振荡器等效电容成分 CL 的电容值 CCL 的增加， 振荡频率 f 大致成反比地减少。 在此， 图 18 示出了提供电压来作为控制信号的电压控制型振荡器的以往例。
在图 18 中， 能够通过提高 ( 降低 ) 控制信号 CS 的电压来使振荡器等效电容成分 的电容值 CCL 变大 ( 变小 )， 从而使振荡频率 f 降低 ( 升高 )( 例如参照专利文献 1)。
并且， 在图 18 中， 当输入控制信号作为控制信号 CS 以补偿晶体振子的振荡频率的 温度特性时， 能够构成温度补偿型振荡器。
由 AT 切晶体构成的晶体振子的振荡频率的温度特性接近温度的三次函数。
通过温度补偿型振荡器的控制信号 CS 来进行控制， 以用上述式 (2) 中的振荡器等 效电容成分的电容值 CCL 来补偿晶体振子的振荡频率的温度特性。 由此， 能够使相对于温度 的振荡频率 f 的变化较小。
在此， 在需要 0.5ppm 以下的高精度的振荡器的情况下， 利用以往的方法将晶体振 子的振荡频率的温度特性补偿至高于三次成分的高次成分。由此， 与接近三次函数的情况 相比能够进一步提高精度 ( 例如参照专利文献 2)。
图 19 示出了由 AT 切晶体构成的晶体振子的振荡频率的温度特性的例子以及利用 温度补偿型振荡器对该温度特性进行温度补偿的情况下的温度补偿后的振荡频率的温度 特性的例子。 在图 19 中， 在由 AT 切晶体构成的晶体振子的振荡频率中， 温度为 Ta 时的振荡频 率 fa 比温度为 T0 时的振荡频率 f0 高 Δfa。因此， 温度补偿型振荡器使上述图 17 中的振 荡器等效电容成分的电容值 CCL 从 CCL0 变为 CCLa 即变大 ΔCLa、 且使温度为 Ta 时的振荡频率 fa 变低 Δfa， 由此使振荡频率接近 f0。
另一方面， 温度为 Tb 时的振荡频率 fb 比温度为 T0 时的振荡频率 f0 低 Δfb。因 此， 温度补偿型振荡器使上述图 17 中的振荡器等效电容成分的电容值 CCL 从 CCL0 变为 CCLb 即 变小 ΔCLb、 且使温度为 Tb 时的振荡频率 fb 变高 Δfb， 由此使振荡频率接近 f0。
温度补偿型振荡器能够利用控制信号对温度各不相同的振荡器等效电容成分的 电容值 CCL 进行控制， 从而使相对于温度的振荡频率 f 的变化较小。
专利文献 1 ： WO2005/006539 号公报
专利文献 2 ： 日本专利第 4070139 号公报
发明内容 发明要解决的问题
在上述图 18 的电压控制型振荡器中构成了温度补偿型振荡器， 但有时为了在温 度补偿后调整偏移频率和经年变化， 要进行频率控制 (AFC ＝ Auto Frequency Control ： 自 动频率控制 )。
在温度补偿后进行偏移频率的调整、 经年变化的调整的情况下， 如图 20 所示， 输 入控制信号作为第一控制信号 CS10 以补偿晶体振子的振荡频率的温度特性， 并且， 输入用 于进行偏移频率的调整、 经年变化的调整的 AFC 控制信号作为第二控制信号 CS20。
如果构成上述那样的振荡器， 则能够在温度补偿后进行偏移调整、 经年变化的调 整。
在此， 期望当利用图 20 的第二控制信号 CS20 将振荡频率 f 从 f0 变大至 f1 时， 即 使上述式 (2) 中的振荡器等效电容成分 CL 的电容值 CCL 发生变化， 也能够如图 21 那样， 使 每一温度的振荡频率的变化量 Δf 保持固定 (ΔfL0)， 从而振荡频率 f 的温度特性不发生变 化。
然而， 实际上存在振荡频率 f 的温度特性成为图 22 所示那样、 温度补偿精度发生 劣化的问题。下面对该原因进行说明。
利用上述图 20 的第一控制信号 CS10 对按照温度不同而各不相同的振荡器等效电 容成分的电容值进行调整， 使得电容值为 CCL， 抵消晶体振子的振荡频率 f 的温度特性。
接着， 利用图 20 的第二控制信号 CS20 使振荡器等效电容成分的电容值变化固定 值 ΔCL 的量。
在这种情况下， 对于图 17 的振荡器等效电容成分的电容值 CCLa， 当从 CCLa 起变化固 定值 ΔCL 的量时， 振荡频率的变化量为 ΔfLa。
另外， 对于振荡器等效电容成分的电容值 CCL0， 当从 CCL0 起变化固定值 ΔCL 的量 时， 振荡频率的变化量为 ΔfL0。
并且， 对于振荡器等效电容成分的电容值 CCLb， 当从 CCLb 起变化固定值 ΔCL 的量 时， 振荡频率的变化量为 ΔfLb。
根据图 17 可知， 振荡频率的变化量 Δf 为， 振荡器等效电容成分 CL 较小时的振荡 频率的变化量 ΔfLb 比振荡器等效电容成分 CL 较大时的振荡频率的变化量 ΔfLa 大。
因此， 在温度补偿型振荡器利用第一控制信号 CS10 将按温度不同而各不相同的 振荡器等效电容成分的电容值调整为 CCL 之后、 利用第二控制信号 CS20 使电容值变化固定 值 ΔCL 的量的情况下， 每一温度的振荡频率的变化量 Δf 不固定， 从而温度补偿精度劣化。
在此， 在要求频率稳定度为几 ppm 程度的温度补偿型振荡器中， 不易于发生因第 二控制信号 CS20 的变更而导致温度补偿精度劣化的问题， 但在要求频率稳定度为小于等 于 0.5ppm 程度的温度补偿型振荡器中有时会发生上述问题。
本发明是鉴于上述情况而完成的， 目的在于实现如下一种振荡器 ： 在利用第一控 制信号 CS10 调整振荡频率之后， 再通过第二控制信号 CS20 改变振荡频率的情况下， 能够使 因第二控制信号 CS20 而产生的振荡频率的变化量固定。
用于解决问题的方案
为了达成上述目的， 本案提出了如下所述的技术。
(1) 一种振荡器， 具有用于使振子振荡的振荡电路， 其特征在于， 具备 ： 调整部， 其 根据控制信号调整该振荡器的振荡频率 ； 以及振荡振幅控制部， 其将上述振子的振荡振幅 设为可变。
上述第一方面所述的振荡器具有用于使振子振荡的振荡电路。并且， 其调整部根 据控制信号对该振荡器的振荡频率进行调整。另外， 其振荡振幅控制部将上述振子的振荡 振幅设为可变。
(2) 根据第一方面所述的振荡器， 其特征在于， 上述振荡振幅控制部根据上述控制 信号将上述振子的振荡振幅设为可变。
上述第二方面所述的振荡器在第一方面所述的振荡器中， 特别是， 上述振荡振幅 控制部根据上述控制信号将上述振子的振荡振幅设为可变。(3) 根据第一方面或第二方面所述振荡器， 其特征在于， 上述调整部具备 ： 第一调 整部， 其根据第一控制信号来调整上述振荡频率 ； 以及第二调整部， 其根据第二控制信号来 调整上述振荡频率。
上述第三方面所述的振荡器在第一方面或第二方面所述的振荡器中， 特别是， 其 第一调整部根据第一控制信号来调整上述振荡频率。另外， 其第二调整部根据第二控制信 号来调整上述振荡频率。
(4) 根据第三方面所述的振荡器， 其特征在于， 上述第一调整部是与温度无关地使 上述振荡频率固定的温度补偿用调整部， 上述第二调整部是能够选择任意频率来作为上述 振荡频率的 AFC 用调整部。
上述第四方面所述的振荡器在第三方面所述的振荡器中， 特别是， 该振荡器的第 一调整部是温度补偿用调整部， 其与温度无关地使上述振荡频率固定。 另外， 该振荡器的第 二调整部是 AFC 用调整部， 其能够选择任意频率来作为上述振荡频率。
(5) 根据第一方面至第四方面中的任一项所述的振荡器， 其特征在于， 上述振荡振 幅控制部是将振荡振幅设为可变的振荡振幅限幅单元。
上述第五方面所述的振荡器在第一方面至第四方面中的任一项所述的振荡器中， 特别是， 上述振荡振幅控制部是振荡振幅限幅单元， 其将振荡振幅设为可变。 (6) 根据第一方面至第四方面中的任一项所述的振荡器， 其特征在于， 上述振荡振 幅控制部是调整振荡段的电流的振荡段电流调整部。
上述第六方面所述的振荡器在第一方面至第四方面中的任一项所述的振荡器中， 特别是， 上述振荡振幅控制部是振荡段电流调整部， 其调整振荡段的电流。
发明的效果
根据本发明， 能够实现如下的一种振荡器 ： 在利用第一控制信号 CS10 调整振荡频 率之后， 再利用第二控制信号 CS20 改变振荡频率的情况下， 能够使因第二控制信号 CS20 而 产生的振荡频率的变化量固定。
附图说明
图 1 是表示作为本发明的第一实施方式的电压控制型振荡器的结构的电路图。
图 2 是表示作为图 1 的电压控制型振荡器的结构要素的可变电容元件的结构例的 图。
图 3 是在施加于图 2 的可变电容元件的栅极的控制信号的电压与晶体振子的端子 的输出信号的振幅之间的关系中表示振荡频率 f 的变化的特性图。
图 4 是例示了假定的某种条件下， 相对于第一控制信号的变化的振荡器的振荡频 率的变化情况的图。
图 5 是例示了在假定的某种条件下， 使晶体振子的端子电压的振幅变大时， 相对 于第一控制信号的变化的振荡频率的变化情况的图。
图 6 是例示了假定的某种条件下， 相对于第二控制信号的变化的振荡器的振荡频 率的变化情况的图。
图 7 是例示了在假定的某种条件下， 使晶体振子的端子电压的振幅变大时， 相对 于第二控制信号的变化的振荡频率的变化情况的图。图 8 是表示本发明的第二实施方式的电压控制型振荡器的结构的电路图。
图 9 是表示图 8 的电路中的放大器的结构例的电路图。
图 10 是表示图 8 的电路中的放大器的另一个结构例的电路图。
图 11 是表示本发明的第三实施方式的电压控制型振荡器的结构的电路图。
图 12 是表示使用发射极跟随电路作为振幅限幅电路的一例的电路图。
图 13 是表示使用源极跟随电路作为振幅限幅电路的一例的电路图。
图 14 是表示振荡段电流调整电路的结构例的电路图。
图 15 是表示普通的晶体振荡器的结构的图。
图 16 是表示图 15 的晶体振荡器的等效电路的图。
图 17 是表示相对于振荡器等效电容的振荡频率的变化的图。
图 18 是表示电压控制型振荡器的以往例的电路图。
图 19 是表示 AT 切晶体的振荡频率的温度特性的例子以及利用温度补偿型振荡器 对该温度特性进行温度补偿时的振荡频率的温度特性的例子的图。
图 20 是表示输入控制信号作为第一控制信号以补偿晶体振子的振荡频率的温度 特性、 输入 AFC 控制信号作为第二控制信号的温度补偿振荡器的结构例的电路图。 图 21 是表示在利用图 20 的温度补偿型振荡器进行温度补偿后对偏移、 经年变化 进行调整时， 所期待的振荡频率的温度特性的例子的图。
图 22 是表示在利用图 20 的温度补偿型振荡器进行温度补偿后对偏移、 经年变化 进行调整时， 实际的振荡频率的温度特性的例子的图。
具体实施方式
下面， 通过参照附图详述本发明的实施方式来使本发明更清楚。
( 第一实施方式 )
图 1 是表示作为本发明的第一实施方式的电压控制型振荡器的结构的电路图。
在图 1 中， 关于该电压控制型振荡器， 由晶体振子 SS 和用于使该晶体振子 SS 振荡 的振荡电路部 CC 构成的振荡器与振幅限幅电路 LM 相连接。
振荡电路部 CC 构成为包括 ： 反馈电阻 R、 可变电容元件 MA1、 MA2、 MB1、 MB2、 放大器 A、 生成第一控制信号 V1 的第一控制信号生成电路 CS1 以及生成第二控制信号 V2 的第二控 制信号生成电路 CS2。
并且， 将由第二控制信号生成电路 CS2 生成的第二控制信号 V2 作为用于控制该振 幅限制动作方式的信号来提供给振幅限幅电路 LM。
第一控制信号生成电路和可变电容元件 MA1、 MB1 是与温度无关地使振荡频率固 定的温度补偿用调整电路， 第二控制信号生成电路和可变电容元件 MA2、 MB2 是能够选择任 意频率作为振荡频率的 AFC 用调整电路。
在图 1 的实施方式的电压控制型振荡器中， 振荡电路部 CC 是根据控制信号来构成 调整该振荡器的振荡频率的调整部， 振幅限幅电路 LM 构成了将振子的振荡振幅设为可变 的振荡振幅控制部。
图 2 是表示作为图 1 的电压控制型振荡器的结构要素的可变电容元件 MA1、 MA2、 MB1 以及 MB2 的结构例的图。在图 2 中， 可变电容元件 MA1、 MA2、 MB1 以及 MB2 是 MOS 晶体管。
在构成该可变电容元件的 MOS 晶体管中， 对栅极 G 施加来自控制信号生成电路 CS( 在这种情况下为第一控制信号生成电路 CS1 或第二控制信号生成电路 CS2) 的控制信号 V( 在这种情况下为第一控制信号 V1 或第二控制信号 V2)。
另外， 构成可变电容元件的 MOS 晶体管的源极 S 与晶体振子 SS 的任一端子相连 接， 并输出振荡频率 f 的输出信号。 在此， 将晶体振子 SS 的一个端子的端子电压表示为 Va， 将另一个端子的端子电压表示为 Vb。
对构成可变电容元件的 MOS 晶体管的本体 B 施加基准电压 ( 例如接地电位 )。在 本例中， 构成可变电容元件的 MOS 晶体管的漏极 D 没有连接对象， 但能够采用将该漏极 D 与 源极 S 相连接的结构。
在图 2 那样的可变电容元件 ( 图 1 的 MA1、 MA2、 MB1、 MB2) 中， 在认为基于控制信 号的振荡频率 f 的变化仅在单侧可变电容元件处的情况下， 振荡频率 f 的变化与控制信号 的电压的大小和晶体振子的端子的输出信号的振幅的大小相对应。
图 3 是在施加于图 2 的可变电容元件的栅极 G 的控制信号的电压与图 2 的可变电 容元件的源极 S( 即晶体振子的端子 ) 的输出信号的振幅之间的关系中， 表示振荡频率 f 的 变化的特性图。 图 3 的 (a) 例示了在图 2 的可变电容元件中， 相对于控制信号的电压的变化量的 振荡频率 f 的变化情况。
图 3 的 (b) 例示了在图 2 的可变电容元件中， 晶体振子的端子的输出信号的电压 随时间变化的情况。
参照图 3 来说明虚线所示的振荡频率 f 的变化。
当控制信号的电压小于等于输出信号的从低电平升高阈值电压 Vth 而得到的电 位时， 即在相当于图 3 的 (a) 的区间 (1) 的情况下， MOS 晶体管为不能形成沟道而总是截止 状态。此时， 振荡器等效电容 CL 不发生变化， 因而， 振荡频率 f 为固定。
接着， 当控制信号的电压大于等于输出信号的从低电平升高上述阈值电压 Vth 而 得到的电位且小于等于输出信号的从高电平升高上述阈值电压 Vth 而得到的电位时， 即， 在相当于图 3 的 (a) 的区间 (2) 的情况下， MOS 晶体管为周期性地反复不能形成沟道的截 止状态和能够形成沟道的导通状态。 此时， 控制信号的电压越大， 能够形成沟道的导通状态 的比例越大。
因此， 随着增大控制信号的电压， 振荡器等效电容 CL 变大， 振荡频率 f 变低。
并且， 当控制信号的电压大于等于输出信号的从高电平升高上述阈值电压 Vth 而 得到的电位时， 即在相当于图 3 的 (a) 的区间 (3) 的情况下， MOS 晶体管能够形成沟道而总 为导通状态。此时， 振荡器等效电容 CL 不发生变化， 振荡频率 f 为固定。
在此， 如图 3 的 (b) 所示， 考虑利用振幅限幅电路 LM 将晶体振子的端子的输出信 号的高电平剪短 ΔVb 的量以使该高电平从虚线变为实线的情况。
在这种情况下， 如图所示， 从输出信号的高电平升高上述阈值电压 Vth 而得到的 电位的位置向左 ( 即向低电位侧 ) 移动 ΔVb， 因此图 3 的 (a) 的区间 (2) 的区域缩小 ΔVb， 区间 (3) 的区域扩大 ΔVb。
由此， 基于控制信号的振荡频率 f 与晶体振子的端子的输出信号的振幅的变化相
应地， 如图 3 的 (a) 那样从虚线变为实线。
即， 能够利用振幅限幅电路 LM 来控制晶体振子的端子电压的振幅， 由此对基于控 制信号的振荡频率 f 的变化量 Δf 进行控制。
在以上说明的实施方式中， 如参照图 1 进行说明那样， 采用了将第二控制信号作 为振幅限幅电路 LM 的输入的结构。
在该结构中， 在降低第二控制信号的电压 V2 而使振荡器等效电容成分 CL 变小的 情况下， 利用第二控制信号使振幅限幅电路 LM 的极限值变大， 以利用振幅限幅电路 LM 将晶 体振子的端子电压 Vb 的振幅变大。
另外， 在升高第二控制信号的电压 V2 而使振荡器等效电容成分 CL 变大的情况下， 利用第二控制信号使振幅限幅电路 LM 的极限值变小， 以利用振幅限幅电路 LM 将晶体振子 的端子电压 Vb 的振幅变小。
如上所述， 控制基于第二控制信号的电压 V2 的振荡器等效电容成分 CL 的变化量 ΔCL， 并控制振幅限幅电路 LM 的极限值， 由此能够使基于第二控制信号的振荡频率的变化 量 ΔfL 的差异变小。
在此， 考虑为了使振荡器等效电容成分 CL 变小而将第二控制信号的电压由 V2 变 为 V2’ ， 从而提高振荡频率的情况。
当没有振幅限幅电路 LM 时， 振荡频率会呈现图 4 所示的特性。
图 4 例示了没有振幅限幅电路 LM、 晶体振子的端子电压 Vb 的振幅不变时的、 相对 于第一控制信号的电压的变化的振荡频率的变化情况。
另外， 图 5 例示了在本发明的第一实施方式中， 使晶体振子的端子电压 Vb 的振幅 变大时的、 相对于第一控制信号的变化的振荡频率的变化情况。
如图 5 所示， 控制振幅限幅电路 LM 的极限值， 以利用振幅限幅电路 LM 使晶体振子 的端子电压 Vb 的振幅变大， 由此相对于第一控制信号的电压变化的振荡频率变化不是呈 现虚线所示的以往那样的特性， 而是呈现出实线所示的特性。
在这种情况下， 通过使第二控制信号的电压改变而得到的振荡频率的变化量 Δf 为， 当第一控制信号的电压为 V1a 时， 振荡频率的变化量 Δf 从 ΔfLa 变为 ΔfLa’ ； 当第一 控制信号的电压为 V10 时， 振荡频率的变化量 Δf 从 ΔfL0 变为 ΔfL0’ ； 当第一控制信号 的电压为 V1b 时， 振荡频率的变化量 Δf 从 ΔfLb 变为 ΔfLb’ 。
在此， 第一控制信号的电压为 V1a 和 V1b 时的振荡频率的变化量 ΔfLa、 ΔfLa’ 以 及 ΔfLb、 ΔfLb’ 以第一控制信号的电压为 V10 时的振荡频率的变化量 ΔfL0 以及 ΔfL0’ 为基准， 形成如下的关系。
ΔfL0-ΔfLa ＞ ΔfL0’ -ΔfLa’ ...(3)
ΔfLb-ΔfL0 ＞ ΔfLb’ -ΔfL0’ ...(4)
根据这些式 (3) 和式 (4) 可知， 在利用第二控制信号使振荡器等效电容成分 CL 变 小的情况下， 将振幅限幅电路 LM 的极限值变大， 以利用振幅限幅电路 LM 增大晶体振子的端 子电压 Vb 的振幅， 由此， 基于与第一控制信号不同的电压下的第二控制信号的变化的振荡 频率的变化量 Δf 的差异变小。
即， 在图 17 中， ΔfL0、 ΔfLa、 ΔfLb 之差变小， 因此能够抑制温度补偿的劣化。
另外， 考虑为了使振荡器等效电容成分 CL 变大， 而将第二控制信号的电压由 V2 变为 V2” ， 从而降低振荡频率的情况。
在没有振幅限幅电路 LM 的情况下， 振荡频率会呈现图 6 所示的特性。
另外， 如图 7 所示， 在本发明的第一实施方式中， 控制振幅限幅电路 LM 的极限值， 以利用振幅限幅电路 LM 减小晶体振子的端子电压 Vb 的振幅， 由此， 相对于第一控制信号 的电压变化的振荡频率变化不是呈现虚线所示的以往那样的特性， 而是呈现实线所示的特 性。
在这种情况下， 通过使第二控制信号改变而得到的振荡频率的变化量 Δf 为， 当 第一控制信号的电压为 V1a 时， 振荡频率的变化量 Δf 从 ΔfLa 变为 ΔfLa” ； 当第一控制 信号的电压为 V10 时， 振荡频率的变化量 Δf 从 ΔfL0 变为 ΔfL0” ； 当第一控制信号的电 压为 V1b 时， 振荡频率的变化量 Δf 从 ΔfLb 变为 ΔfLb” 。
在此， 第一控制信号的电压为 V1a 和 V1b 时的振荡频率的变化量 ΔfLa、 ΔfLa” 以 及 ΔfLb、 ΔfLb” 以第一控制信号的电压为 V10 时的振荡频率的变化量 ΔfL0 以及 ΔfL0” 为基准， 形成如下的关系。
ΔfL0-ΔfLa ＞ ΔfL0” -ΔfLa” ...(5)
ΔfLb-ΔfL0 ＞ ΔfLb” -ΔfL0” ...6) 根据这些式 (5) 和式 (6) 可知， 在利用第二控制信号使振荡器等效电容成分 CL 变 大的情况下， 将振幅限幅电路 LM 的极限值变小， 以利用振幅限幅电路 LM 减小晶体振子的端 子电压 Vb 的振幅， 由此， 基于与第一控制信号不同的电压下的第二控制信号的变化的振荡 频率的变化量 ΔfL 的差异变小。
即， 在图 17 中， ΔfL0、 ΔfLa、 ΔfLb 之差变小， 因此能够抑制温度补偿的劣化。
另外， 通过控制晶体振子的端子电压 Vb 的振幅的低电平， 也能够控制基于第二控 制信号的振荡频率的变化量 Δf。因而， 通过这种方式也能够实现与上述相同的作用和效 果。
另外， 将振幅限幅电路 LM 与可变电路元件 MA1、 MA2 侧相连接， 从而通过控制晶体 振子的端子电压 Va 的振幅的高电平或低电平， 也能够控制基于第二控制信号的振荡频率 的变化量 Δf。因而， 通过这种方式能够实现与上述相同的作用和效果。
另外， 如果振幅限幅电路 LM 能够进行如下的控制动作， 则无论其自身结构如何都 能够应用 ： 在以使振荡器等效电容成分 CL 变大的方式来使第二控制信号变化的情况下， 进 行控制以使晶体振子的端子电压 Vb 的振幅变小 ； 在以使振荡器等效电容成分 CL 变小的方 式来使第二控制信号变化的情况下， 进行控制以使晶体振子的端子电压 Vb 的振幅变大。
另外， 如果振幅限幅电路 LM 的控制信号能够进行如下的控制动作， 则无论控制信 号如何都能够应用 ： 在以使振荡器等效电容成分 CL 变大的方式来使第二控制信号变化的 情况下， 进行控制以使晶体振子的端子电压 Vb 的振幅变小 ； 并且， 在以使振荡器等效电容 成分 CL 变小的方式来使第二控制信号变化的情况下， 进行控制以使晶体振子的端子电压 Vb 的振幅变大。
另外， 如果振幅限幅电路 LM 能够进行如下的控制动作， 则无论其自身结构如何都 能够应用 ： 在以使振荡器等效电容成分 CL 变大的方式来使第二控制信号变化的情况下， 进 行控制以使晶体振子的端子电压 Vb 的振幅变小 ； 在以使振荡器等效电容成分 CL 变大的方 式来使第二控制信号变化的情况下， 进行控制以使晶体振子的端子电压 Vb 的振幅变大。
( 第二实施方式 )
图 8 是表示本发明的第二实施方式的电压控制型振荡器的结构的电路图。在图 8 中， 对与上述的图 1 相对应的部分附加相同的附图标记。
第一实施方式是连接有振幅限幅电路 LM 的结构， 而与此相对， 第二实施方式是连 接有振荡段电流调整电路 IC 的结构。
另外， 例如由图 9 所示， 放大器 A 由电流源 Is 和 NPN 双极性晶体管构成。
或者， 例如由图 10 所示， 放大器 A 由电流源 Is 和 N 型 MOSFET( 金属氧化层半导体 场效晶体管 ) 构成。
当流经 NPN 双极性晶体管或 N 型 MOSFET 的振荡段电流 Iosc 较大时， 晶体振子的 端子电压 Vb 的振幅变大， 反之， 当振荡段电流 Iosc 较小时， 晶体振子的端子电压 Vb 的振幅 变小。
在图 8 的电压控制型振荡器中， 能够通过振荡段电流调整电路 IC 来调整振荡段电 流 Iosc。
即， 能够进行如下操作 ： 当通过振荡段电流调整电路 IC 施加电流， 使得当振荡段 电流 Iosc 变大时晶体振子的端子电压 Vb 的振幅变大， 反之， 当通过振荡段电流调整电路 IC 去除电流， 使得当振荡段电流 Iosc 变小时晶体振子的端子电压 Vb 的振幅变小。
因而， 根据该第二实施方式， 当利用第二控制信号使振荡器等效电容成分 CL 变小 时， 控制振荡段电流 Iosc， 以通过振荡段电流调整电路 IC 增大晶体振子的端子电压 Vb 的振 幅， 当利用第二控制信号使振荡器等效电容成分 CL 变大时， 控制振荡段电流 Iosc， 以通过 振荡段电流调整电路 IC 减小晶体振子的端子电压 Vb 的振幅， 由此能够与第一控制信号的 电压无关地使基于第二控制信号的振荡频率的变化量 Δf 变小。因此， 能够抑制温度补偿 精度的劣化。即， 能够实现与第一实施方式相同的效果。
另外， 将振荡段电流调整电路 IC 连接在可变电容元件 MA1、 MA2 侧， 从而通过控制 晶体振子的端子电压 Va 的振幅的高电平或低电平， 也能够控制基于第二控制信号的振荡 频率的变化量 Δf。因而， 通过这种方式也能够实现与上述相同的作用、 效果。
另外， 如果振荡段电流调整电路 IC 能够进行如下的控制动作， 则无论其自身结构 如何都能够应用 ： 在以使振荡器等效电容成分 CL 变大的方式来使第二控制信号变化的情 况下， 控制振荡段电流 Iosc， 以使振荡段电流 Iosc 变小而使晶体振子的端子电压 Vb 的振幅 变小 ； 在以使振荡器等效电容成分 CL 变小的方式来使第二控制信号变化的情况下， 控制振 荡段电流 Iosc， 以使振荡段电流 Iosc 变大而使晶体振子的端子电压 Vb 的振幅变大。
另外， 如果振荡段电流调整电路 IC 的控制信号能够进行如下的控制动作， 则无论 控制信号如何都能够应用 ： 在以使振荡器等效电容成分 CL 变大的方式来使第二控制信号 变化的情况下， 控制振荡段电流 Iosc， 以使振荡段电流 Iosc 变小而使晶体振子的端子电压 Vb 的振幅变小 ； 并且， 在以使振荡器等效电容成分 CL 变小的方式来使第二控制信号变化的 情况下， 控制振荡段电流 Iosc， 以使振荡段电流 Iosc 变大而使晶体振子的端子电压 Vb 的振 幅变大。
另外， 如果振荡段电流调整电路 IC 能够进行如下的控制动作， 则无论其自身结构 如何都能够应用 ： 在以使振荡器等效电容成分 CL 变大的方式来使第二控制信号变化的情 况下， 控制振荡段电流 Iosc， 以使振荡段电流 Iosc 变小而使晶体振子的端子电压 Vb 的振幅变小 ； 在以使振荡器等效电容成分 CL 变小的方式来使第二控制信号变化的情况下， 控制振 荡段电流 Iosc， 以使振荡段电流 Iosc 变大而使晶体振子的端子电压 Vb 的振幅变大。
在图 8 的实施方式的电压控制型振荡器中， 振荡电路部 CC 构成了根据控制信号来 调整该振荡器的振荡频率的调整部， 振荡段电流调整电路 IC 构成了将振子的振荡振幅设 为可变的振荡振幅控制部。
( 第三实施方式 )
图 11 是表示本发明的第三实施方式的电压控制型振荡器的结构的电路图。在图 11 中， 对与上述的图 1 相对应的部分附加相同的附图标记。
第三实施方式是将振幅限幅电路 LM 与振荡段电流调整电路 IC 相连接的结构。
在第三实施方式中， 由于具有该结构， 因此根据第二控制信号利用振幅限幅电路 LM 和振荡段电流调整电路 IC 来控制晶体振子的端子电压 Vb 的振幅， 由此能够实现与第一 实施方式相同的效果。
在图 11 的实施方式的电压控制型振荡器中， 振荡电路部 CC 构成了根据控制信号 来调整该振荡器的振荡频率的调整部， 振幅限幅电路 LM 和振荡段电流调整电路 IC 构成了 将振子的振荡振幅设为可变的振荡振幅控制部。 ( 振幅限幅电路 )
示意性的说明了适用于上述相关实施方式的振幅限幅电路 LM， 该振幅限幅电路 LM 构成为表现出如下特性的电路 ： 与提供给该电路的输入的控制信号 ( 第二控制信号 V2) 的增加相应地， 在该电路的输出显现的被控制量 ( 晶体振子的端子电压的振幅 ) 结果上减 少。并且， 该电路能够根据其额定容量、 电路方式等采用多种方式， 只需要在确定了实施本 申请发明的产品规格的情况下， 与该规格相应地进行具体的设计。
作为用于获得该特性的电路， 存在以下电路 ： 例如图 12 的 (a) ～ (b) 所示的基于 双极性晶体管的发射极跟随电路、 或图 13 的 (a) ～ (b) 所示的基于 MOSFET 的源极跟随电 路。
在由图 12 的 (a) ～ (b) 的发射极跟随电路构成的例子中， 利用来自第二控制信号 生成电路 CS2 的控制电压 V2 来对晶体管的基极提供可变的输入电压 Vin( 该电压与该振幅 限幅电路所涉及的控制信号相对应 )， 发射极与晶体振子的端子 ( 其电压与该振幅限幅电 路所涉及的上述被控制量相对应 ) 相连接， 集电极与任意电压相连接。
另外， 在利用图 13 的 (a) ～ (b) 的源极跟随电路来构成的例子中， 利用来自第二 控制信号生成电路 CS2 的控制电压 V2 来对 MOSFET 的栅极提供可变的输入电压 Vin( 该电 压与该振幅限幅电路所涉及的控制信号相对应 )， 源极与晶体振子的端子 ( 其电压与该振 幅限幅电路所涉及的上述被控制量相对应 ) 相连接， 集电极与任意的电压相连接。
在利用图 12 的 (a) 的发射极跟随电路来构成的例子和利用图 13 的 (a) 的源极跟 随电路来构成的例子中， 如果将该电路与可变电容元件 MB1、 MB2 侧相连接， 则能够对晶体 振子的端子电压 Vb 的振幅的高电平进行控制。 同样地， 在利用图 12 的 (b) 的发射极跟随电 路来构成的例子和利用图 13 的 (b) 的源极跟随电路来构成的例子中， 如果将该电路与可变 电容元件 MB1、 MB2 侧相连接， 则能够对晶体振子的端子电压 Vb 的振幅的低电平进行控制。
( 振荡段电流调整电路 )
示意性的说明了适用于上述相关实施方式的振荡段电流调整电路 IC， 该振荡段电
流调整电路 IC 是表现出如下特性的电路 ： 与提供给该电路的输入的控制信号 ( 第二控制信 号 V2) 的增加相应地， 在该电路的输出中显现的被控制量 ( 振荡段电流 Iosc 以及晶体振子 的端子电压的振幅 ) 结果上增加。并且， 该电路能够根据其额定容量、 电路方式等采用多种 方式， 只需要在确定了实施本申请发明的产品规格时， 与该规格相应地进行具体的设计。
作为用于获得该特性的电路， 例如存在如图 14 的 (a) ～ (d) 那样的结构的电路。
在图 14 的 (a) 的结构例中， 除了具有图 9 的电流源 Is 和 NPN 双极性晶体管的放 大器 A 之外， 还增加了振荡段电流调整电路 IC。
振荡段电流调整电路 IC 具有 ： 电流源 Is1， 其与根据输入电压 ( 控制信号 ) 而流 入 NPN 双极性晶体管的集电极的电流相加 ； 以及电流源 Is2， 其减去根据输入电压 ( 控制信 号 ) 而流入 NPN 双极性晶体管的集电极的电流。在此， 振荡段电流调整电路 IC 能够采用仅 使用了其中任一个电流源的的结构。并且， 在参照图 14 的 (a) 进行说明的结构例中， 流经 NPN 双极性晶体管的集电极端子 Vb 的电流与该振荡段电流调整电路所涉及的上述被控制 量相对应。
在图 14 的 (b) 的结构例中， 除了具有图 10 的电流源 Is 和 N 型 MOSFET 的放大器 A 之外， 还增加了振荡段电流调整电路 IC。
振荡段电流调整电路 IC 具有 ： 电流源 Is1， 其与根据输入电压 ( 控制信号 ) 而流 入 N 型 MOSFET 的漏极的电流相加 ； 以及电流源 Is2， 其减去根据输入电压 ( 控制信号 ) 而 流入 N 型 MOSFET 的漏极的电流。在此， 振荡段电流调整电路 IC 能够采用仅使用了其中任 一个电流源的的结构。并且， 在参照图 14 的 (b) 进行说明的结构例中， 流经 N 型 MOSFET 的 漏极端子 Vb 的电流与该振荡段电流调整电路所涉及的上述被控制量相对应。
图 14 的 (c) 是表示电流源 Is1 的结构的一例的电路图。
电流源 Is1 具备 ： 放大器 OP1， 其一个输入端子被提供输入电压 Vin ； P 型 MOSFET1 和 P 型 MOSFET2， 二者的栅极与放大器 OP1 的输出端子相连接 ； 以及可变电阻元件 R， 其一端 与 P 型 MOSFET1 的漏极和放大器 OP1 的另一个输入端子相连接， 另一端接地。
利用来自第二控制信号生成电路 CS2 的控制电压 V2， 使输入电压 Vin 的电压或可 变电阻元件 R 的电阻值可变。从 P 型 MOSFET2 的漏极输出被加入图 14 的 (a) 的 NPN 双极 性晶体管的集电极或图 14 的 (b) 的 N 型 MOSFET 的漏极上的电流。
图 14 的 (d) 是表示电流源 Is2 的结构的一例的电路图。
电流源 Is2 具备放大器 OP2， 其一个输入端子被提供输入电压 Vin ； N 型 MOSFET1 和 N 型 MOSFET2， 二者的栅极与放大器 OP2 的输出端子相连接 ； 以及可变电阻元件 R， 其一端与 N 型 MOSFET1 的漏极和放大器 OP2 的另一个输入端子相连接， 另一端与任意电压 Vcont 相连 接。
利用来自第二控制信号生成电路 CS2 的控制电压 V2， 使输入电压 Vin 的电压或任 意电压 Vcont 的电压或可变电阻元件 R 的电阻值可变。从 N 型 MOSFET2 的漏极引入从图 14 的 (a) 的 NPN 双极性晶体管的集电极或图 14 的 (b) 的 N 型 MOSFET 的漏极减掉的电流。
产业上的可利用性
本发明能够应用于包含用于使振子振荡的振荡电路的振荡器。
附图标记的说明
SS ： 晶体振子 ； CC ： 振荡电路部 ； R： 反馈电阻 ； A： 放大器 ； CS1、 CS2 ： 控制信号生成电路 ； MA1、 MA2、 MB1、 MB2 ： 可变电容元件 ； Va ： 晶体振子 ( 输入侧电压 ) ； Vb ： 晶体振子 ( 输 出侧电压 ) ； LM ： 振幅限幅电路 ； IC ： 振荡段电流调整电路 ； Ca、 Cb ： 负载电容元件 ； C1 ： 晶体 串联等效电容成分 ； R1 ： 晶体串联等效电阻成分 ； L1 ： 晶体串联等效电感性成分 ； C0 ： 晶体 端子间电容 ； Rn ： 负性电阻成分 ； CL ： 振荡器等效电容成分 ； Is ： 电流源 ； NPN ： NPN 双极性晶 体管 ； PNP ： PNP 双极性晶体管 ； NMOS ： N 型 MOSFET ； PMOS ： P 型 MOSFET ； OP1、 OP2 ： 放大器