用于直接正交取样的装置和方法 相关申请的交叉引用
本申请主张于 2008 年 6 月 27 日提出的美国非临时专利申请第 12/163,962 号的 优先权， 该美国非临时专利申请通过引用的方式结合在本文中。
技术领域
本公开涉及带通信号的取样， 更具体地说， 涉及宽带正交信号的直接模拟 - 数字转换。 背景技术 多种应用利用正交信号处理从接收信号中有效地提取信息。 这些应用可包括但是 非局限于， 视频通信和分配系统以及无线数据和 / 或语音通信。这些应用可属于通常所说 的相干通信系统这一大类系统。这些系统典型地保持接收信号的相位， 并且可实现对其中 所编码的任何信息的可靠提取。
对于相干通信系统， 正交信号表示法提供用于提取相位信息的方便格式。 此外， 以 正交格式表示的信号实现对以基带为中心的正和负频率的明确检测。 利用接收信号的正交 格式可使频率鉴别变得直接。
用于将接收信号转换成正交格式的技术被称为正交取样或同相 / 正交 (IQ) 取样。 常规地， 这可以通过以下方式来实现 ： 首先， 将以载波频率为中心的带通信号下变频为以直 流 (DC)( 即， 零 -IF( 中频 )) 为中心的同相 (I) 和正交 (Q) 基带信号， 接着以两个独立的 I 和 Q 模拟 - 数字转换器 (ADC) 对这些信号进行取样， 如图 1A 所描绘。或者， 可使用一个 ADC 以较高的速率 ( 最少比图 1A 所示的速率快两倍， 即， 最小为 Nyquist 速率的四倍 ) 对 I 和 Q 进行顺序地取样， 如图 1B 所示。因为这些方法在 I 和 Q 取样之前涉及频率变换步骤， 所 以其可称为 “间接正交取样” 。另一方面， 直接正交取样表示对信号直接取样而无需转换成 零 -IF。
图 1A 示出了常规 “间接” 正交取样的一个示例， 其可包括本地振荡器 118、 移相 器 116、 第一和第二乘法器 102 和 114、 第一和第二低通滤波器 (LPF)104 和 112 以及第一 和第二 ADC 106 和 110。I 和 Q 通道的输出可被转到任何处理设备， 例如， 数字信号处理器 (DSP)108， 或者可进行数字记录以用于随后的处理。
图 1B 示出了常规间接取样结构的另一示例， 其中可用开关 120 替换 ADC 106 和 ADC 110 以对 I 和 Q 通道两者进行顺序地取样， 从而只需一个 ADC 122( 虽然以两倍速率进 行取样 ) 以产生 I 和 Q 样本。减少 ADC 的数量可改善 IQ 匹配并减少成本。因为通过开关 120 对 I 和 Q 通道进行 “连续地” 取样， 所以所得的 I 和 Q 样本在时间上不重合且移位约半 个样本时间， 并且在进一步处理之后必须在时间上对齐。
图 1C 示出了 IF 频率下的常规正交取样的示例。在本示例中， 输入信号最初可以 476MHz 的 RF 频率为中心。可通过使用信号乘法器 130 以及由本地振荡器 (LO)135 生成的 471.1MHz 的正弦信号将输入信号下变频成以 4.9MHz 为中心的 IF 信号。可通过以带通滤
波器 140 进行滤波对频移中的图像进行抑制。可通过 ADC 145 使用 4xIF 中心频率 ( 例如， 19.6MHz) 的时钟速率对滤波后的 IF 信号进行取样。多路分离器 150 可以两倍于 IF 中心频 率的频率 ( 例如， 9.8MHz) 将 IF 样本进行多路分离。随后， 通过以 1xIF 中心频率速率 ( 例 如， 4.9MHz) 对 IF 信号进行相乘 ( 执行变符 )， 可将各个经过多路分离后的流被下变频到基 带。
用于精确地执行正交取样的传统技术可能局限在对应于系统取样时钟频率的单 一频率周围的较窄的频率范围 ( 例如， 约 1％ )。因为随着 IF 信号的频率偏离取样频率， I 和 Q 样本之间的相位偏移可能会漂移离开 90 度， 所以出现此限制。此外， 传统技术未能对 RF 输入信号直接取样， 并且在执行取样之前典型地要求至少一个下变频步骤。
因此， 这些传统技术可能不适合具有较大部分带宽的宽带信号。对于日益提高的 对改进的系统性能的期待， 宽带信号的使用变得更为普遍。用于增加正交 ADC 的频率覆盖 范围的常规方法可导致更为复杂的处理结构。 这些方法可涉及常常使用可调本地振荡器频 率的、 到基带的频率转换， 其被适当地混和以提供正交信号， 且接着通过 ADC 进行随后的取 样。对于用于宽带信号正交取样的常规技术的日益提高的复杂性， 这些实现方式可能涉及 成本的增加、 可靠性的降低以及性能的下降。 因此， 需要一种直接正交取样技术， 其可应用于宽带信号并且还避免常规方法的 上述问题。
发明内容 本发明公开了一种用于对信号进行直接正交取样的装置和方法。 用于对带通信号 的正交基带分量进行取样的一个实施例包括 ： 接收带通信号 ； 使用第一取样时钟和第二取 样时钟对所述带通信号进行取样， 其中所述第一和第二取样时钟可具有相同的频率并以预 定相位偏移 ； 以及将所述取样信号在时间上对齐以产生对应于基带同相和正交分量的同相 和正交样本。
用于对带通信号的正交基带分量进行取样的另一实施例包括 ： 接收实值带通信 号； 通过使用第一模拟 - 数字转换器 (ADC) 对所述带通信号进行数字化处理生成第一组样 本； 通过使用第二 ADC 对所述带通信号进行数字化处理生成第二组样本， 其中所述第一和 第二 ADC 可利用具有相同频率， 且其可以以预定相位偏移的时钟信号 ； 以及内插所述第一 组样本， 从而使各个内插样本可与所述第二组样本中的对应样本重合以使第一组内插样本 与所述第二组样本同步， 其中所述第一组内插样本可表示同相样本， 而所述第二组样本表 示基带正交分量的正交样本。
本发明进一步呈现了对带通信号的基带正交分量进行直接取样的一个实施例。 本 实施例可包括 ： 配置成接收带通信号的第一 ADC， 其中所述第一 ADC 可耦接到第一时钟信 号； 配置成接收所述带通信号且与所述第一 ADC 并联布置的第二 ADC， 其中所述第二 ADC 可 耦接到具有相对于所述第一时钟信号的相位偏移的第二时钟信号 ； 以及内插器， 其耦接到 所述第一 ADC 且配置成内插与所述第一 ADC 相关的取样信号， 从而使各个内插样本可与来 自所述第二 ADC 的对应取样信号重合。
本发明还呈现了用于对从带通信号中直接取样的正交信号中图像进行抑制的实 施例。一个实施例包括 ： 配置成接收带通信号的第一模拟 - 数字转换器 (ADC)， 其中所述第
一 ADC 利用第一时钟信号 ； 与所述第一 ADC 并联的、 配置成接收所述带通信号的第二 ADC， 其中所述第二 ADC 可利用具有相对于所述第一时钟信号的相位偏移的第二时钟信号 ； 内插 器， 其耦接到所述第一 ADC 且可被配置成内插与所述第一 ADC 相关的取样信号， 从而使各个 内插样本可与来自所述第二 ADC 的对应取样信号重合 ； 耦接到所述第二 ADC 的延迟元件 ； 耦接到所述延迟元件和所述内插器的相位调制器， 其中所述相位调制器可生成干扰图像 ； 以及取消模块， 其对正交信号的干扰图像和基带分量进行组合。
附图简述
呈现附图以有助于对本发明的实施例的描述， 并且这些附图仅用于说明本发明的 实施例， 而非意欲限制本发明的范围。
图 1A、 B 和 C 示出了三种常规正交取样方法的框图 ；
图 2 示出了利用移位取样时钟的例示性直接正交取样模拟 - 数字转换器 (DQS ADC) 的框图 ；
图 3 示出了使用移位取样时钟及时频域内的相关取样功能的理想化取样器的示 图；
图 4 示出了同相和正交通道两者中的带通输入信号和基带图像的频谱图像的示 图； 图 5 示出了用于在时间上对齐由 I 和 Q 通道产生的样本的内插过程的曲线图 ；
图 6 示出了用于对由正交取样模拟 - 数字转换器处理的信号进行图像抑制的例示 性技术的顶层框图 ；
图 7 示出了建立于图 6 所示实施例的例示性图像抑制接收器 ；
图 8 示出了具有利用图像抑制技术的通道的例示性多通道调谐器的框图 ；
图 9 示出了具有多个定相取样时钟的例示性多通道图像抑制调谐器的框图， 其中 所述多个定相取样时钟用于驱动一系列的模拟 - 数字转换器。
附图详述
下列描述和相关附图是所公开的方法和装置的特定实施例。 可在不脱离本发明的 范围的情况下设计出替代实施例。 此外， 不会详细描述本发明中的众所周知的元件， 或者将 省略其描述， 以免混淆所公开的相关细节。
整个本说明书中所使用的词语 “例示性” 意指 “充当示例、 例子或例证” 。本说明书 中描述为 “例示性” 的任何实施例非必须构造成优于其它实施例的优选或有利实施例。如 整个本说明书中所使用， 术语 “直接取样” 意指可在对输入信号执行任何下变频之前对该输 入信号进行取样。
此外， 依据例如计算设备的元件所执行的动作的顺序对许多实施例进行描述。将 认识到， 可通过特定的电路 ( 例如， 专用集成电路 (ASIC))、 通过一个或多个处理器所执行 的程序指令、 通过状态机或通过分立元件的组合或通过以上的任意组合来执行本文中所描 述的各种动作， 以上仅为本领域的普通技术人员将理解的可实施所公开的方法和装置的诸 多方式中的一些。 此外， 可认为， 本文所描述的动作的顺序可完全体现于其中存储有对应的 计算机指令集的任何形式的计算机可读存储媒体中， 其中当被执行时， 所述计算机指令集 将使相关的处理器执行本文所描述的功能性。因此， 所公开的方法和装置的各个方面可以 诸多不同的形式来实施， 所有这些形式均被认为是属于所公开的主题的范围之内。 此外， 对
于本文所描述的各个实施例， 本文可将任何实施例的对应的形式描述为例如 “逻辑上配置 成” 执行所描述的动作。
正交信号表示法
通信系统接收到的输入信号通常为带限带通信号， 其可被描述为具有正交调制分 量的调制载波。实际信息是由正交调制分量来表示。以 x(t) 命名此信号， 其可由下列公式 进行数学表示 ：
x(t) ＝ I(t)cos(ωct)-Q(t)sin(ωct) ...(1)
其中， cos(ωct) 和 sin(ωct) 分别为载波的同相和正交分量， 而 I(t) 和 Q(t) 分 别为基带调制信号的同相和正交分量。如本文中所使用， 术语正交基带分量统称 I(t) 分量 和 Q(t) 分量两者。通常， 方程式 (1) 中的载波弧度频率 ωc 可为任何任意频率。然而， 如 下文将论述， 可在方程式 (1) 中选取特定的频率来表示可简化 I 和 Q 样本的提取的信号。
对于方程式 (1) 中的给定信号 x(t) 和弧度频率 ωc， 可使用下列公式来表示对应 的正交基带分量 I(t) 和 Q(t) ：
其中 为 x(t) 的希尔伯特变换。对载波弧度频率 ωc 的不同选择导致不同的 I(t) 和 Q(t) 对， 但是所有这些 I(t) 和 Q(t) 对都含有信号 x(t) 进行充分描述的相同的 信息。载波频率 fc( 其中 fc ＝ ωc/2π) 典型地位于射频 (RF) 带， 但是非局限于此频率。 若带通信号频谱限于集中在载波频率 fc 周围的有限的带宽 BW 且若 fc 等于或大于 BW( 即 BW ≤ fc)， 则基带与带通信号之间不会出现频谱重叠或混叠。
直接正交取样的介绍
图 2 示出了例示性 DQS ADC 200 的框图。DQS ADC 200 包括第一 ADC 204、 第二 ADC 206、 内插器 208 以及时延单元 210。DQS ADC 200 被配置成具有两个并行通道 ： I- 通 道和 Q- 通道。I- 通道包括以串联方式配置的第一 ADC 204 和内插器 208。Q- 通道包括同 样串联配置的第二 ADC206 和延迟单元 210。 然而， 在其它实施例中， 内插器 208 和延迟单元 210 可互换 ( 其中内插器 208 位于 Q- 通道内而延迟单元 210 位于 I- 通道内 ) 而不会本质 上改变 DQS ADC 200 的输出。
两个 ADC 204、 206 也可并联运行， 各自接收相同的带通输入信号 x(t) ； 然而， 样本 不是同时从各个 ADC 输出。尽管第一 ADC 204 和第二 ADC 206 两者均通过具有相同频率 fS 的取样时钟来驱动， 但是一个 ADC 可具有相对于另一时钟信号延迟时间值 τ 的时钟信号。 例如， 如图 2 所示， 驱动 ADC206 的取样时钟相对于驱动 ADC 204 的取样时钟延迟 τ。为了 产生精确的同相和正交样本， 时延可为取样时钟频率 fS 的四分之一周期， 其对应于此频率 下的 90 度相对相差。
如上文在用于表示基带正交分量的方程式 (2) 和 (3) 中所描述， 可任意选取载波 频率 ωc， 只要该选择足够高以支持带通信号 x(t) 的带宽。对于 DQSADC 200， 可选取载波 频率以符合取样时钟频率 fS( 其对应于取样周期 T) 或取样频率的任何谐波， 而不会对一般 性造成任何损失。因此， 载波频率可为 ： fc ＝ k·fS(k ＝ 1， 2， 3， ...)， 或按照角频率， ωc ＝ k·ωS( 其中 ωS ＝ 2πfS)。因此， 可使由 DQS ADC 200 取样的输入带通信号 x(t) 集中在 ADC 204、 206 的取样时钟 fS 或其谐波周围。此意味着， 将被取样的输入信号的频谱可处于
不同的 Nyquist 区域， 如下文将在对图 4 描述中进行详细解释。
输入取样信号 x(t) 可具有宽达 fS 的 BW， 即 BW ≤ fS， 在载波各边的跨度高达 1/2fS。 这最初可能出现与 Nyquist 定理发生冲突， 其中 Nyquist 定理规定信号 BW 仅可达到取样速 率 fS 的一半， 而不是此速率的一倍。 然而， 因为使用了以不同时间进行时钟控制的两个 ADC， 实际上不违反 Nyquist 定理。通过使取样速率与两个时钟之间的时延 τ 相关联， 即频率为 1/τ( 其高于 fS， 例如， 在四分之一周期延迟 τ 的情况下， 其等于 4xfS) 的有效时钟， 时钟速 率可有效地高于其周期 T 所暗示的值。
因为来自 ADC 204 和 206 的样本在时间上不重合， 因此执行进一步的处理以在时 间上对其进行适当地对齐。例如， 在 DQS ADC 200 的 I 通道中， 通过内插器 208 内插同相样 本， 从而使其与第二 ADC 206 在 Q 通道中生成的样本大体上重合。应注意， 在这种情况下， 单纯的时延是不适合的， 因为 I 和 Q 通道中的基础模拟波形已在时间上重合， 并且一个不可 以相对于另一个发生延迟。在这种情况下， 由于应在另一个通道的取样时间对一个通道进 行重新取样而执行内插， 因此离散取样点本身大体上重合， 如下文将结合图 5 进行更详细 的描述。
为了抵消内插器 208 所花费的用于内插 I 样本的时间， 使用延迟单元 210 将 ADC 206 所产生的 Q 样本延迟时延 Td， 其中所述时延 Td 大体上与内插器 208 中的处理时延相匹 配。应注意， 若内插器能够足够快地进行重新取样 ( 在取样周期 T 的极小部分内 )， 则可不 必使用延迟单元 210。然而， 在大多数实际系统中， 典型地使用延迟单元 210。两个 I 和 Q 通道产生的最终输出样本表示广受欢迎的时间重合的基带正交分量 I(n) 和 Q(n)， 其被进 一步地处理和 / 或存储以便随后进行使用。
ADC 204 和 206 典型为常规部件， 并且可用于视频处理和分发应用。延迟单元 210 典型地为大小基于内插延迟和取样速率 fS 的存储器 ( 例如， 如 RAM 等处于适当封装的非易 失性存储器 )。存储器可包括任何适当的存储元件、 移位寄存器等。下文在对图 5 的描述中 呈现了内插过程的细节。
值得注意的是， 两个通道中的条件是彼此相对的， 并且图 2 仅示出了一个例示性 情况。第一和第二时钟、 延迟单元和内插器或者整个通道可进行互换。此外， 两个通道之间 的相移可为负或正。
DQS ADC 200 所执行的正交转换的优势在于 ： 可在较广的频率范围在 I 和 Q 样本 之间达到一致的 90 度相差， 其中输入信号的带宽 (BW) 与取样时钟频率 fS 具有可此性。
此外， DQS ADC 200 利用带通取样方法， 其可避免最初的下变频操作。带通取样方 法通过对 Nyquist 区域 2 和 3 中的折叠频谱进行直接取样而工作。下文在对图 4 的描述中 对此进行更为详细的解释。带通取样方法的优势在于 ： 排除了图 1 中所示的常规 QS ADC 中 所使用的额外的信号乘法器 (102， 114)、 移相器 (116) 和低通滤波器 (102， 114)。消除这些 部件可降低设备成本并改进 I 和 Q 通道之间的相位平衡。
直接正交取样的理论说明
图 3 示出了使用移位取样时钟及其时频域内的相关取样功能的理想化取样器的 示图。呈现下列描述以提供直接正交取样模拟 - 数字转换器 (DQS ADC)200 的理论基础。
如图 3A 所示， 通过两个取样信号对带通输入信号 x(t) 进行取样。取样操作可在 数学上表示为以称作梳齿函数 Δ(t) 的理想化取样信号与输入信号进行相乘。通过以第一梳齿函数 Δ(t) 与 x(t) 进行相乘从而产生第一取样信号 xs(t)。通过以第二梳齿函数 Δ(t-τ) 与 x(t) 进行相乘从而产生第二取样信号 xsd(t)， 其中第二梳齿函数 Δ(t-τ) 为 第一梳齿函数的时延版本。梳齿函数为熟知的迪拉克 Δ 脉冲串， 其可表示 DQS ADC 200 中 的 ADC 204 和 206 的取样时钟。如上文所提及， 取样时钟基本频率为 fS， 而 T 为时钟的周期 (fS ＝ 1/T)。取样信号在数学上可以下列方程式来表示 ：
xs(t) ＝ x(t)·T·Δ(t) ...(4)
xsd(t) ＝ x(t)·T·Δ(t-τ) ...(5)
其中 T 为比例因数， 其等于取样周期 T。
图 3B 示出了未延迟的取样梳齿信号 ( 位于图中左手侧的时域内 )， 其是在时间瞬 间 t ＝ 0， T， 2T， ... 取样， 且其傅里叶变换处于图中频域的右手侧， 其中频谱分量间隔等于 取样频率 fS。所有频谱分量的相位均为 0 度。
图 3C 示出了延迟取样梳齿信号 Δ(t-τ)， 其是在延迟时间瞬间 t ＝ τ， T+τ， 2T+τ， ... 取样， 且其傅里叶变换处于频域， 其中频谱分量以取样频率 fS 间隔， 如图 3B 所 示。然而， 此处频率分量具有作为如下文所定义的谐波数和延迟 τ 或相位 的函数而变化 的频谱分量的相位。
从数学上讲， (5) 中的延迟取样梳齿可使用用于 Δ 函数的公式来表示， 其将脉冲 串表示为傅里叶级数 ：
其中 k ＝ 0， ±1， ±2， ...， 为谐波数， 且 对应的基波分量的 ) 延迟时钟的相位 ：为对应的频谱分量的相位， 为 (k ＝ 1将 (6) 代入 (5)， 可将延迟取样信号 xsd(t) 的傅里叶变换 Xsd(f) 计算为 ：X(f) 为原始信号 x(t) 的傅里叶变换 ： X(f) ＝ F{x(t)}。
在方程式 (8) 中以零替换延迟 τ 或相位 通过下列方程式获得未延迟的取样信 号 xs(t) 的傅里叶变换 ：
(8) 和 (9) 中的两个频谱具有相同的量值 ( 其为转变的原始信号 x(t) 的复制频谱 并集中在取样时钟谐波周围 )。相位项 中的差——两个频谱之间的相——与谐波数和时 延 τ 成比例。例如， 对于 k ＝ 1( 基波 )， 当 τ 为四分之一周期延迟 ( 根据方程式 (7)， τ ＝ T/4) 时出现正交条件， 即， 延迟时钟相对于未延迟的时钟相移 -90°。可表明， 对于 k 的 任何值 (0 除外 )， 可调整延迟 τ 以达到对应的谐波频率下的正交条件。
对于 k ＝ 0 的奇异情况， (8) 和 (9) 中的频谱均等同于原始信号频谱 X(f) 并且两 者之间的相移为 0， 而与延迟 τ 的量无关。 此情况将对应于信号频谱低于半个时钟频率， 即
介于 DC 与 ±1/2fS 之间时的基带取样。k 的所有其它值对应于本公开的焦点——谐波或带 通取样。
通过上文对频谱相位关系的分析， 接着将导出 k ＝ 1 时直接使用 Δ 函数的更直接 的方式。可通过在 (6) 中以 0 替换 τ 并展开此方程式来表示未延迟取样梳齿 ：
T·Δ(t) ＝ 1+2cos(ωst)+2cos(2ωst)+2cos(3ωst)+/-...(10)
对于四分之一周期延迟的特殊情况， 也可由 (6) 来表示梳齿 ：
T·Δ(t-T/4) ＝ 1+2cos(ωst-π/2)+2cos(2ωst-π)+2cos(3ωst-3π/2)+...(1 1)
取样 ( 及随后的量化和在 ADC 中转换成数字域 ) 之后， 在数字表示中仅存在被转 换成第一 Nyquist 区域的频率——数字表示中不存在落在此区域之外的项。这是因为数字 域中的频率范围是有限的或限于数据时钟速率的一半， 即 1/2fS。因此， 若 2 和 3 Nyquist 区域中含有输入信号频谱， 即介于 1/2fS 与 3/2fS 之间， 则只有归因于基本频率 fS 的转换项 将落入第一 Nyquist 区域并且为数字域中所表示的仅有的项。数字域中不存在本示例中落 在第一 Nyquist 区域之外的归因于 DC 的转换产物、 或第二、 第三等时钟谐波。因此， 仅将方 程式 (10) 和 (11) 中第二项 ( 对应于 fS) 分别代入 (4) 和 (5)， 得到 ： xs(t) ＝ x(t)·T·Δ(t) ＝ x(t)·2cos(ωst)...(12)
xsd(t) ＝ x(t)·T·Δ(t-τ) ＝ x(t)·2sin(ωst)...(13)
如上文在对图 2 的描述中所述， 可选择 x(t) 的载波频率 ωc 作为弧度取样频率 ωs， 如下文所指示 ：
其中 ωs 为取样时钟频率， 而 k ＝ 1， 2， 3， ...， 为时钟的谐波数。应注意， 将载波 频率明智地选择为取样频率 ωs 可使我们能够在 (12) 和 (13) 所示的 xs(t) 及 xsd(t) 的表 示法中忽略方程式 (10) 和 (11) 中除第二项以外的所有项。这种载波频率的选择可使 DQS ADC 200 省略 I 和 Q 通道中的低通滤波器的使用。
将来自 (14) 的 x(t) 代入 (12) 和 (13)， 对于 k ＝ 1， 可显示， 取样信号实际表示基 带正交分量 I(t) 和 Q(t) ：
在上述方程式中， 出于与上文所陈述的相同的原因， 频率为两倍于 fS 的项不会在 数字表示中产生任何信号， 因而可将其抽出， 从而仅保留 I(t) 和 Q(t) 项， 如方程式 (15) 和 (16) 中以箭头所示。应注意， 在上述方程式 (15) 和 (16) 中已使用连续时间表示法来显示 取样输入信号 xs(t) 的确对应于基带同相分量 I(t)， 并且以延迟取样信号 xsd(t) 取样的输 入信号对应于基带正交分量 Q(t)。在实际系统中， 基带分量为具有相异时标 ( 例如， I(n) 和 Q(m)) 的离散时间信号。上述内插器 208 所建立的就是用于以上两个信号的共用时标。 将在下文对图 5 的描述中展示内插器的细节。
图 4A-4E 示出了通过本公开的各种实施例实现的图像抑制的例示性过程， 图6示 出了所述实施例的一个示例。
图 4A 示出了根据图 2 所示的实施例取样的输入带通信号 x(t) 的例示性频谱 X(f)。频谱 X(f) 集中在取样时钟频率 +fS 附近， 且具有以 -fS 为中心的频谱镜像。此关
于 0Hz 对称的频谱镜像是作为实值信号的 x(t) 的结果。频谱 X(f) 占据取样频率 fS 周围 ±1/2fS 的带宽 BW。例如， 若时钟频率为 1GHz， 则带通信号的 BW 可高达 1GHz， 跨度为 0.5 到 1.5GHz， 且以 1GHz 为中心。频谱的上半部以 “U” 表示， 而频谱的下部以 “L” 表示。
图 4A 进 一 步 展 示 X(f) 落 在 频 谱 的 两 个 特 定 区 域 内， 即 Nyquist 区 域 2 和 3。 Nyquist 区域为被划分成无穷多个 fS/2 频带的连续频谱的一部分。这些频带中的每一个被 称为一个 Nyquist 区域。DC 与 fS/2 之间的频谱即为第一 Nyquist 区域。1/2fS 与 fS 之间 的区域即为第二 Nyquist 区域， 依此类推。
图 4B 和图 4C 说明了如何通过分别以第一 ADC 时钟 204 和第二 ADC 时钟 208 对频 谱 X(f) 进行移位来获得基带频谱分量 I(f) 和 Q(f)。通过对 Nyquist 区域 2 和 3 中的信 号 x(t) 进行取样， DQS ADC 200 直接执行带通取样。此带通取样操作实际上将 I 和 Q 分量 的频率分量降频折叠 ( 或混叠 ) 入第一 Nyquist 区域。图 4B 和图 4C 中以箭头所示的这种 频率折叠效果可被解释为是对图 1 所示的常规正交取样 ADC 中执行的混频操作的替换。将 Q(f) 的相位移位 90°， 两个图像以相反方向旋转， 从而使一个图像与 I(f) 同相， 而另一个 与 I(f) 异相。将 I(f) 与 Q(f) 的相移或旋转版本相结合得到分开的上下图像， 如图 4D 和 E 中将分别描绘， 并且下文将连同对图 6 的描述进行详细说明。 取决于时延 τ 的值， 本公开的各种实施例提供了特定 Nyquist 区域中的信号的正 交样本。如上文所提及以及图 4A 中所说明， 根据取样时钟来定义 Nyquist 区域 ： 第一区域 被定义为 0 到 1/2fS， 第二区域被定义为 1/2fS 到 fS， 第三区域被定义为 fS 到 3/2fS， 依此类 推。通过选择适当的时延， 可在下文所述的下列条件下对不同 Nyquist 区域中的信号进行 正交取样。
当 或 π/2 的奇倍数时， 出现正交条件， 而 如上文的方程式 (7) 中所定 义， 其转变为 τ/T ＝ 1/(4k)。
对于 τ/T ＝ 1/(4k)， 覆盖 Nyquist 区域 2(k+4m) 和 2(k+4m)+1， k ＝ 1， 2， 3， ...( 所 述区域以 k 与 4 的模重复 )， 而 m ＝ 0， 1， 2， 3， ...。数字 k 为可以此方法来处理的第一信号 带所集中的时钟谐波， 而 m 结合 k， 确定区标。例如， 对于 ( 处于基本时钟频 率的 90° )， 覆盖以下 Nyquist 区域 ： 2 和 3(m ＝ 0)， 10 和 11(m ＝ 1)， 等等。
在 另 一 示 例 中， 其覆盖 Nyquist 区域 6 和 7(m ＝ 0)、14 和 15(m ＝ 1)， 等等。
图 5 示出了内插器 208 所执行的内插过程的示图， 其用于在时间上对齐 I 和 Q 通 道所产生的样本。图 5A 和 5B 分别示出了基带信号 I(t) 和 Q(t) 的取样。如上文所述及方 程式 (15) 和 (16) 中所示， 通过对信号 x(t) 取样获得实际样本。然而， 在取样瞬间， 样本仅 表示其各自的基带波形。I 样本仅 “采集” I(t) 波形， 而 Q 样本仅 “采集” Q(t) 波形的值。 这是因为 (14) 中的载波分量是正交的， 或者换句话说， 相互正交 ( 当一个是 1 时， 另一个时 0， 反之亦然 )， 并且因为取样时钟与载波相干且相对齐。这是因为选取了与取样频率 ωs 具 有相同值的载波频率 ωc。这样选择的动机在于产生上述结果。
为了正确地对 I(t) 和 Q(t) 进行数字表示， I 和 Q 样本在时间上应该是同时出现 的， 即， 其应表示处于相同时间瞬间的各自波形的值。从离散时间的观点来看， 内插过程可 实现以共用时标来表示来自 I 和 Q 通道两者的样本点。例如， 图 5A 和 5B 中的样本是以时间值 τ 彼此时间移位， 并且应重新对齐到共用时标。这是通过可产生位于取样点之间的波 形值的内插器 ( 例如， 206) 来实现。
图 5C 示出了内插的结果， 其中， 例如， 处于以 τ 偏移的时间瞬间的新的 I 样本与 Q 样本精确对齐。图 5C 中所示的内插 I 样本和图 5B 中所示的原始取样 Q 样本为时间对齐 的 I-Q 对， 其可准备用于进一步的数字处理。
可使用本领域中已知的任何适合的内插算法来计算时间移位样本的值。 存在多种 可使用的内插方法。 这些示例包括 ： 使用有限脉冲响应 (FIR) 滤波器的卷积内插、 多项式内 插、 三次样条内插和 / 或取样与保持内插。
因为其所使用的滤波器是熟知的， 所以卷积内插是信号处理工艺中常用的方法。 其实现方式非常灵活， 内插质量易于规定， 并且存在各种可供选择的有效的硬件和软件实 现方式。通过卷积内插， 取样波形的重建公式通过重建滤波器的脉冲响应 ( 例如， 时域中的 加权 sinc 函数 ) 计算取样波形的卷积。该过程计算处于新的时间瞬间 ( 在图 5C 所示的示 例中， 处于以 τ 移位的时间点 ) 的样本的值。为了计算内插值， 需要在可以计算卷积之前 累积 ( 引起对应数量的时钟周期延迟 ) 特定数量的样本 ( 例如， N)。时序的长度 N 取决于 所要求的精确度——所要求的内插越精确， 所需的序列越长。
为了抵消与内插器 208 相关的时延， 可将相等的、 匹配时延插入另一通道 ( 在该情 况下为 Q 通道 )， 如图 2 所示。
直接正交取样的应用
图 6 示出了利用直接正交取样模拟 - 数字转换器所处理的正交信号的例示性图像 抑制接收器 600 的顶层框图。
图像抑制接收器 600 的前端包括类似于图 2 中所描绘的 DQS ADC 200 中所示的组 件。这些组件包括第一和第二 ADC 603 和 604， 内插器 606 以及延迟单元 614。图 6 中明确 地示出了一些取样时钟生成组件， 包括参考本地振荡器 618 和时钟发生器 616。 时钟发生器 616 提供两个时钟信号， 各自具有相同的取样频率 fS， 但是相位偏移 90 度。向第一 ADC 603 提供具有零度相位偏移的取样时钟信号。向 ADC 604 提供具有 -90 度相位偏移的第二取样 时钟信号。接收器 600 前端的操作类似于 DQS ADC 200， 此处将不再重复其描述。接收器的 前端提供在时间上适当对齐的 I 和 Q 样本 I(n) 和 Q(n) 作为其输出。
改变 I 和 Q 样本的相位， 从而使各个 I-Q 样本对之间的相对相差为 -90 度。使用 数字相移单元 608 来执行此相位调整。可使用例如希尔伯特变换器或多相滤波器来实现数 字相移单元。
在从数字相移单元 608 输出之后通过减法器单元 610 从对应样本 I(n) 中减去各 个样本 Q(n)， 随后将其输出以作为输入信号 x(t) 的上图像。通过加法器 612 将各个样本 I(n) 添加到各个 Q(n) 样本， 并且将输出所得的信号作为 x(t) 的下图像。
下文提供对在图像抑制接收器 600 中发生的信号处理的例示性数学描述。以未调 制载波表示具有上边带频谱和下边带频谱 ( 其彼此不同， 不是同一信号的双边带调制 ； 即， 各个边带携带不同的信息 ) 的信号 x(t) 以用于图像抑制分析目的。输入信号表示为 ：
x(t) ＝ cos(ωs-ωL)t+cos(ωU+ωs)t...(17)
使用方程式 (12) 至 (17) ：
I(t) ＝ cos(ωLt)+cos(ωUt)...(18)Q(t) ＝ -cos(ωLt-90° )-cos(ωUt+90° )...(19)
使 Q 通道中的相位移位 -90°， 得到 ：
Qs(t) ＝ cos(ωLt)-cos(ωUt)...(20)
其中， Qs(t) 为相移 -90°的正交分量。对 (18) 和 (20) 求和， 得到下边带 ( 上图 像被抑制 )， 而从 (18) 中减去 (20) 以提供上边带 ( 抑制下图像 )， 从而完成图像抑制 / 边 带提取操作。
如上文所提及， 可通过熟知的 DSP 方法数字地实现 90°相移。 此外， 可将此操作与 内插器 606 和延迟单元 614 的功能性组合 / 设计成内插器 606 和延迟单元 614 功能性的一 部分， 以实现更有效的数字信号处理。此外， 典型地使用其它已知的技术来执行图像抑制 / 提取， 包括 Weaver 结构和 / 或 Hartley 结构。
I、 Q 通道中的条件彼此相对， 在上述附图中示出了例示性情况。第一和第二时钟、 延迟单元和内插器或者整个通道可进行互换。同样， 两个通道之间的相移可为负或正。可 使用适当的累加符号 (+ 或 -) 来获得输出端处的正确图像， 以匹配所选取的相位条件。
图 7 示出了建立于图 6 所示实施例之上的例示性图像抑制接收器 700。在本实施 例中， 向可选的前端单元 702 提供 RF 输入信号出。输入信号 x(t) 为以 1GHz 为中心的 RF 信号， 且带宽为 1GHz。可选的前端 702 包括低噪声放大 (LNA)、 自动增益控制 (AGC) 和 / 或 斜率控制 (SLC)。所述信号随后通过可选的带通滤波器以对任何有害频率假相进行抑制。 带通滤波器 704 以 1GHz 为中心， 且带宽为 1GHz。随后通过可选的放大器和 / 或自动增益 控制 706 对滤波信号进行调节。将该信号输出到具有两个时钟控制在 1GHz 的 ADC 的 DQS ADC 708， 其中将 Q 通道中用于驱动 ADC 的样本时钟信号的相位关于用于驱动 I 通道 ADC 的 取样时钟移位 -90 度。所述 DQS ADC 向 DSP 710 提供同相和正交样本 I(n) 和 Q(n)， 其中 DSP 710 可使用已知的上述图像抑制技术执行上和 / 或下图像提取。
图 8 示出了具有利用图像抑制的通道的具有同向双工频带的例示性多通道调谐 器的框图。在此实施例中， 最初向可选的前端单元 802 提供 RF 输入信号。输入信号 x(t) 为以 1GHz 为中心的 RF 信号， 且频谱介于 50MHz 与 1GHz 之间。可选的前端 802 包括低噪声 放大 (LNA)、 自动增益控制 (AGC) 和 / 或斜率控制 (SLC)。该信号随后通过一组三重滤波器 804、 806 和 808。滤波器 804 为频谱介于 50MHz-400MHz 之间的带通滤波器。滤波器 806 具 有介于 400MHz 到 600MHz 之间的频谱。滤波器 808 具有介于 600MHz 到 1GHz 之间的频谱。 滤波器 804、 806 和 808 中的各个频带具有不同的中心频率。
可选地， 可通过放大器 810 对在滤波器 804 的输出端提供的信号进行放大， 并且通 过以 1GHz 的取样时钟频率进行驱动的 ADC 816 进行取样。将来自 ADC 816 的样本转发给 DSP 828 以进行随后的处理。 可选地， 可以通过放大器 812 对滤波器 806 所提供的信号进行 放大， 并且通过 ADC 818 进行取样。通过频率为 750MHz 的取样时钟信号驱动 ADC 818。
滤波器 808 具有将使用图像抑制处理进行抑制的不良图像频带 807。 此外， 图像抑 制处理允许更宽的过渡带 802， 所述过渡带 802 允许低阶滤波器， 或者在一些情况下， 可不 需要滤波器。此方法可对附近的其它图像进行抑制， 这些图像可能要求高阶滤波器。可选 地， 滤波器 808 的输出可通过放大器 802， 且随后提供给 DQS ADC 814。 DQS ADC 814 具有一 个以 1GHz 时钟驱动的 ADC 820 以及另一个以具有相同的频率的时钟驱动但是具有 -90 度 相对相差的 ADC 822。通过以本地振荡器参考 826 驱动的时钟发生器 824 供应所述取样时钟。所述时钟 发生器供应三个取样时钟信号 ： 一个取样时钟信号的频率为 750MHz， 另外两个取样时钟信 号的频率为 1GHz。所述两个 1GHz 时钟具有 90 度的相对相差。DQS ADC 814 向 DSP 828 提 供同相和正交样本 I(n) 和 Q(n)， 其中 DSP 828 使用任意上述已知的图像抑制技术对滤波器 808 的上频带执行图像抑制。
图 9 示出了例示性多通道图像抑制调谐器 900 的框图， 其中多通道图像抑制调谐 器 900 具有用于驱动一系列模拟 - 数字转换器的多个定相取样时钟。在本实施例中， 可选 地， 通过带通滤波器 902、 可变衰减器 904 和放大器 906 调节 RF 输入信号。随后， 将所述信 号分成五个独立的通道， 其各自具有独立的带通滤波器 912-920、 变量放大器 922-930 和数 字转换器 932-940。 第一通道中的 ADC 932 为以 250MHz 时钟驱动且无相位偏移的标准 ADC。 其余的数字转换器 934-940 为 DQS ADC。 DQS ADC 934 在取样时钟信号之间具有 90 度相差 ； DQS ADC 936 在取样时钟信号之间具有 45 度相差 ； DQS ADC 938 在取样时钟信号之间具有 30 度相差 ； 并且 DQSADC 940 在取样时钟信号之间具有 22.5 度相差。将从所述五个通道中 的每个通道取样的输出传到 DSP 942。ADC 932 仅提供真实样本， 其中 DQSADC 934-940 各 自向 DSP 942 提供独立的 I 和 Q 样本。 以本地参考振荡器 908 驱动的 250MHz 多相时钟发生器 910 可提供频率为 250MHz 的五个时钟信号， 其中所述时钟信号分别以 -90、 -45、 -30 和 -22.5 度自所述第一时钟信号 偏移。
与常规结构相比， 多通道图像抑制调谐器 900 具有优势， 因为其使用在较低时钟 频率下运行的多个 ADC 对应， 与在高时钟频率下运行的一个 ADC 相对。此外， 若要求所述系 统的任何校准以实现所要求的性能， 例如 I 和 Q 时钟的相位和 / 或振幅匹配， 则本实施例在 此任务的完成中可提供显著优势。此归因于与用于实现此处理的本实施例相关的自由度， 而在不同的 ADC 对之间不存在任何相冲突的要求。各个正交取样 ADC 对仅使用取样时钟的 一个谐波来处理其各自的信号， 因此对于各个 ADC 对， 仅在有问题的谐波上执行校准。因 此， 对于各个 ADC 对， 可分别地且独立地执行校准， 而在不同的 ADC 对之间不存在相冲突的 要求。
在滤波器边界的过渡频率中， 滤波器的抑制是有限的， 并且可能存在来自相邻 Nyquist 区域的边界的取样信号的重叠。 此重叠将导致来自这些区域的信号的相互干扰， 在 数字域中彼此重叠。在这种情况下， 可通过一些熟知的 DSP 技术， 例如使用相关技术来去除 重叠的干扰信号。
应理解， 可使用各种不同的技术和技艺来表示信息和信号。 例如， 上文的描述中所 引用的数据、 指令、 命令、 信息、 信号、 此特位、 符号和码元可通过电压、 电流、 电磁波、 磁场或 粒子、 光场或粒子或其任意组合来表示。
此外， 应理解， 可将结合本说明书中所公开的实施例而描述的各种说明性逻辑块、 模块、 电路和算法步骤实现为电子硬件、 计算机软件或两者的组合。 为了清晰地说明此硬件 和软件的互换性， 上文通常已依据其功能性描述了各种说明性组件、 块、 模块、 电路和步骤。 此功能性是实现为硬件还是软件取决于施加在整个系统上的特定的应用和设计限制。 本领 域技术人员可以用于各个特定应用的各种方式来实现所述的功能性， 但是这些实现决定不 应被解释为背离本公开的范围。
结合本说明书所公开的实施例而描述的方法、 时序和 / 或算法可直接体现为硬 件， 或硬件和软件的组合。软件模块可存在于 RAM 存储器、 闪速存储器、 ROM 存储器、 EPROM 存储器、 EEPROM 存储器、 寄存器、 硬盘、 移动磁盘、 CD-ROM 或本技术领域中已知的任何其它 形式的存储媒体中。例示性的存储媒体被耦接到处理器， 从而使所述处理器可从所述存储 媒体读取信息或向所述存储媒体写入信息。在替代实施例中， 可将存储媒体整合到处理器 中。
因此， 本公开并非局限于所说明的示例， 并且本公开的实施例包括用于执行本文 所描述的功能性的任何方式。
尽管上文示出了本公开的说明性实施例， 但是应注意， 可以在不背离如所附权利 要求中所定义的本公开的范围的情况下做出各种变化和修改。 根据本文所描述的本公开的 实施例的方法权利要求项的功能、 步骤和 / 或动作无需以特定的顺序来执行。此外， 尽管本 公开的元件可被描述或主张为单数形式， 但是除非明确声明限制单数， 本发明也涵盖这些 元件的复数形式。