频率误差估计算法 【技术领域】
本发明涉及接收机中的频率误差估计。
背景技术
在移动通信系统中，从无线电发射机发射到无线电接收机的信号中总是存在频率偏移。这种频率偏移可以由发射机和接收机的振荡器之间的频率差所引起，但是这种频率偏移的主要原因也是影响移动环境中的信号的多普勒偏移。多普勒偏移是由于移动终端的移动而导致移动终端与基站之间的距离发生改变所引起的。
频率偏移典型性地漏出到接收机的基带部分，因此引起了接收到的基带信号中的相位旋转，即频率误差。这样的频率误差必须得到补偿从而确保对接收到的信号的可靠检测。首先，估计引入到接收到的信号中的频率误差，并且此后，接收到的基带信号中的相位旋转通过以估计的相位旋转值对接收到的信号进行加权而得以补偿，其中所述估计的相位旋转值被用于将接收到的信号的相位旋转到相反方向。
用于估计频率误差的传统方案是估计在不同时刻发送的导频符号之间的相位差。然后，通过将该导频符号之间的相位差除以相应导频符号的发送时间之间的时间差来获得频率误差估计。该估计是基于确定的时间段内的相位差代表频率偏移这样的事实。理论上，频率是相位的时间导数。
但是，传统方案并不能在所有的应用中提供合格的性能。例如，考虑在3GPP(第三代合作伙伴计划)中被标准化了的UMTS LTE(通用移动通信系统长期演进)的下行链路的当前帧结构。UMTS LTE系统的下行链路基于OFDMA(正交频分多址)，在OFDMA中导频符号在给定的子载波上周期性地传输。根据当前的标准，导频符号在相同子载波上以7个OFDM符号间隔传输，这意味着在相同子载波上每第七个OFDM符号具有导频符号。在OFDM系统中，频率误差应该从在相同子载波上传输的导频符号中估计，因为不同的频率，即不同的子载波，具有不同的相位属性。
根据传统的频率误差估计方法，估计第一OFDM符号的子载波上传输的第一导频符号与另一OFDM符号(第一OFDM符号之后发送的7个OFDM符号)的相同子载波上传输的第二导频符号之间的相位差。根据当前标准，OFDM符号的传输之间的时间差为0.5ms，因此根据传统方法能够检测到的最大频率误差为+/‑1kHz。这个范围并不满足要求，并且需要改进。毕竟，大频率误差的准确估计是在子载波在频域上彼此分布非常近的OFDM系统中提供可靠数据传输的关键因素。
【发明内容】
本发明的目的是提供一种例如能在无线电接收机中使用的改进的频率误差估计算法。
根据本发明的一个方面，提供一种方法，包括：估计第一相位旋转指示，该第一相位旋转指示包含关于在第一时间间隔中接收到的信号的相位旋转的信息；估计第二相位旋转指示，该第二相位旋转指示包含关于在长度与第一时间间隔不同的第二时间间隔中接收到的信号的相位旋转的信息；以及根据所述第一相位旋转指示与第二相位旋转指示之间的相位差来计算频率误差估计。
根据本发明的另一方面，提供一种设备，包括用于接收信号的接口。该设备还包括处理单元，被配置成：估计第一相位旋转指示，该第一相位旋转指示包含关于在第一时间间隔中接收到的信号的相位旋转的信息；估计第二相位旋转指示，该第二相位旋转指示包含关于在长度与第一时间间隔不同的第二时间间隔中接收到的信号的相位旋转的信息；以及根据所述第一相位旋转指示与第二相位旋转指示之间的相位差来计算频率误差估计。
根据本发明的另一方面，提供一种接收机，包括上述设备。
根据本发明的另一方面，提供一种设备，包括：用于估计第一相位旋转指示的装置，该第一相位旋转指示包含关于在第一时间间隔中接收到的信号的相位旋转的信息；用于估计第二相位旋转指示的装置，该第二相位旋转指示包含关于在长度与第一时间间隔不同的第二时间间隔中接收到的信号的相位旋转的信息；以及用于根据所述第一相位旋转指示与第二相位旋转指示之间的相位差来计算频率误差估计的装置。
根据本发明的又一方面，提供一种计算机程序产品，用于编码计算机指令程序，该程序用于执行频率误差估计的计算机过程。该过程包括：估计第一相位旋转指示，其包含关于在第一时间间隔中接收到的信号的相位旋转的信息；估计第二相位旋转指示，其包含关于在长度与第一时间间隔不同的第二时间间隔中接收到的信号的相位旋转的信息；以及根据所述第一相位旋转指示与第二相位旋转指示之间的相位差来计算频率误差估计。
根据本发明的再一方面，提供一种计算机可读的计算机程序分布介质，该介质用于编码计算机指令程序，该程序用于执行频率误差估计的计算机过程。该过程包括：估计第一相位旋转指示，其包含关于在第一时间间隔中接收到的信号的相位旋转的信息；估计第二相位旋转指示，其包含关于在长度与第一时间间隔不同的第二时间间隔中接收到的信号的相位旋转的信息；以及根据所述第一相位旋转指示与第二相位旋转指示之间的相位差来计算频率误差估计。
【附图说明】
下面，将参考具体实施例以及所附附图来更详细地描述本发明，其中：
图1显示了可以应用到本发明的实施例的示例通信系统；
图2显示了根据本发明的实施例的接收机中执行的基带信号处理操作的总体框图；
图3显示了根据当前UMTS LTE规范的用于传输的OFDM信号结构；
图4是显示了接收到的、用于频率误差估计的导频符号的相位的示图；
图5显示了具有附加的内插导频符号的OFDM信号结构；
图6A、图6B和图6C显示了根据本发明的实施例的在频率误差估计算法中使用的导频符号的相位；
图7显示了在频率误差估计中利用分集接收的实施例；以及
图8是显示了根据本发明的实施例的频率误差估计过程的流程图。
【具体实施方式】
参考图1，分析可以应用到本发明的实施例的接收机和移动通信系统的示例。所述接收机可以为诸如该移动通信系统的基站110或移动终端102的无线电接收机，但是本发明的实施例也可以应用到其它接收机。所述移动通信系统可以为第三代合作伙伴计划所标准化的UMTS(通用移动通信系统)的长期演进。所述移动通信系统可以利用正交频分多址(OFDMA)以用于下行链路通信。因此，本发明的实施例也可以应用到WLAN(无线局域网)系统。
基站110包括第一通信接口112，用于提供到一个或几个移动终端100、102的空中接口连接。第一通信接口112可以包括能够分集接收无线电信号的多个天线。第一通信接口112可以执行发射和接收无线电信号所需要的模拟操作。这些操作可以包括模拟滤波、放大、上/下变频、以及A/D(模数)或D/A(数模)转换。
基站110还可以包括第二通信接口114，用于提供到该移动通信系统的网络118的有线连接。该移动通信系统的网络118可以提供到其它网络(诸如因特网和公共交换电话网络(PSTN))和/或其它移动通信系统的连接。
基站110还包括处理单元116，用于控制基站110的功能。该处理单元116处理与该基站110所服务的移动用户单元100、102的无线电连接的建立、操作和终止。该处理单元116还可以执行对接收到的无线电信号的信号处理操作。该处理单元116可以由数字信号处理器利用计算机可读介质中内嵌的合适的软件来实施，或者通过单独的逻辑电路来实施，例如利用ASIC(专用集成电路)。
实施本发明的实施例的移动终端也可以包括通信接口108，用于提供到基站110的空中接口连接。该通信接口108还可以包括能够分集接收无线电信号的多个天线。该通信接口108可以执行用于发送和接收无线电信号所需要的模拟操作。这些操作可以包括模拟滤波、放大、上/下变频以及A/D(模数)或D/A(数模)转换。
移动终端102还包括处理单元104，用于控制该移动终端102的功能。该处理单元104处理与服务该移动终端102的基站110的无线电连接的建立、操作和终止。该处理单元104还可以执行对接收到的无线电信号的信号处理操作。该处理单元104可以由数字信号处理器利用计算机可读介质中内嵌的合适的软件来实施，或者通过单独的逻辑电路来实施，例如利用ASIC(专用集成电路)。
移动终端102还可以包括用户接口106，用于与移动终端102的用户进行交互。该用户接口106可以包括显示单元、键盘或小键区、扬声器、麦克风等等。
参考图2，现在考虑利用根据本发明的实施例的频率误差估计算法的OFDM(正交频分复用)接收机的总体方框图。该OFDM接收机可以为例如移动终端102，但是并不限于此。图2中显示的方框可以在该接收机的处理单元中实施，即在处理单元104中实施。
在对接收到的、包括多个子载波的OFDM多载波信号进行A/D转换之后，该OFDM信号被馈送到频率误差校正单元200以用于频率误差校正。频率误差校正单元200可以通过以频率误差校正因子(相位旋转因子)来加权所接收到的OFDM信号的采样来进行频率误差校正，从而消除由频率误差对所接收到的OFDM信号引起的相位旋转，其中所述频率误差校正因子是根据从频率误差估计单元206接收到的频率误差估计而计算出来的。频率误差校正单元200可以通过计算接收到的频率误差估计的复共轭，从而根据接收到的频率误差估计来计算频率误差校正因子。加权可以为相乘操作，在相乘操作中每个数据符号与相位旋转因子相乘以补偿频率误差。由于在这个实施例中，频率误差校正单元200在频率误差估计单元206之前，因此根据先前接收到的OFDM符号计算出的频率误差估计可以被用于校正当前接收到的OFDM符号中的频率误差。
在频率误差校正之后，时间域的频率误差校正后的OFDM信号在快速傅里叶变换(FFT)方框202中通过FFT被转换到频域。在FFT之后，频域的OFDM信号被馈送到信号分离单元204，该信号分离单元204可以被配置成将承载导频符号的子载波与承载数据符号的子载波分离。信号分离单元204将导频符号馈送到频率误差估计单元206，而将数据符号馈送到解调和检测单元212。
频率误差估计单元206根据接收到的导频符号估计频率偏移或者频率误差。由于该频率误差估计单元206根据频率误差校正后的OFDM信号来估计所述频率误差，因此实际估计的是残留频率误差，即频率误差校正之后剩余的频率误差。该频率误差估计单元206可以在时域或者频域中执行频率误差估计。频率误差估计单元206所使用的频率误差估计算法将在下面更详细地描述。如上所述，频率误差估计单元206输出频率误差估计到频率误差校正单元200，而该频率误差校正单元200根据频率误差估计单元206所提供的残留频率误差来调整频率误差校正参数。
如上所述，频率误差校正后的数据符号被馈送到解调和检测单元212，该解调和检测单元212解调所接收到的数据符号并做出符号判决。符号判决可以被输出到符号解映射器、解码器、交织器或者处理所检测到的符号的另一单元。
图3显示了根据当前UMTS LTE标准的帧结构的一部分。每个帧包括多个时隙，而每个时隙则包括多个OFDM符号。OFDM符号是多载波信号，该信号包括多个子载波，每个子载波都承载信息符号。在图3中，每个D代表OFDM符号的子载波所承载的数据符号，而P1至P8代表导频符号。每行代表包括多个子载波的OFDM符号，图3显示的是总共9个OFDM符号(OFDM符号#1至OFDM符号#9)。图3中的每列代表一个子载波。注意到在图3中仅显示了一个OFDM符号中包含的子载波的一部分。
从图3中可以看出并且如背景技术部分中描述的，导频符号在相同的多个子载波上周期性地发送。例如，导频符号P1和P2在相同的子载波上发送，导频符号P1和P2的发送之间的时间间隔为7个OFDM符号，即当一个OFDM符号的持续时间为0.071ms时为0.5ms。导频符号P3在不同于先前提到的导频符号P1和P2的时刻的并行的子载波上发送。导频符号P1和P3的发送之间的时间间隔为4个OFDM符号，而导频符号P3和P2的发送之间的时间间隔为3个OFDM符号。导频符号P4和P5(以及导频符号P7和P8)分别在与P1和P2相同的OFDM符号上发送，但是在并行的子载波上。导频符号P6是在与导频符号P3相同的OFDM符号上发送，但是在并行的子载波上，以此类推。
根据传统的方案，频率误差是根据在相同子载波上发送的连续的导频符号之间的相位差而估计的。换句话说，导频符号P1和P2被用于计算第一频率误差估计，而P3和在相同子载波上(在OFDM符号#12上，未示出)传送的下一导频符号被用于计算第二频率误差估计，以此类推。传统方案的+/‑1kHz的范围是由两个连续导频符号之间的相位差以及观察间隔(本例中为0.5ms)产生的。参考图4中所显示的箭头图，第一箭头400代表第一导频符号P1的相位，第二箭头402代表第二导频符号P2的相位。相位差就是从第一箭头400到第二箭头402的相位旋转。最大的可检测到的相位旋转为p，因为该方法应该也能检测到旋转是顺时针发生的还是逆时针发生的，即存在正的还是负的频率误差。
图5显示了在图3中显示的符号结构被用于传输中的情况下，根据本发明的实施例的实施频率误差估计的方案。根据该实施例，附加的导频符号(导频子载波)被内插自在相同OFDM符号的并行字载波上传输的导频符号作为内插的导频符号。换句话说，执行频域内插以获得附加的导频符号。例如，导频符号P9可以被内插自相同OFDM符号#5的两个(或更多个)最近的子载波所承载的两个(或更多个)导频符号。用于内插的导频符号中的一个为导频符号P3，另一个未在图5中显示。类似地，导频符号P10被内插自在相同OFDM符号#1中传输的至少导频符号P1和P4，导频符号P11被内插自导频符号P2和P5(OFDM符号#8)，导频符号P12被内插自导频符号P3和P6(OFDM符号#5)，等等。当内插给定的导频符号时，也可以使用来自更远的子载波的导频符号。
内插过程可以利用线性内插或者另一种更智能的内插。该实施例并不限于这种内插类型。彼此充分接近的并行子载波的频率误差属性具有很高的相关性，并且因此并行子载波可以被用于给频率误差估计过程带来更多信息，从而改善根据给定的子载波的一个导频符号计算出的估计的准确性。但是，内插过程中的要点在于创建附加的导频符号以形成相同子载波的连续导频符号之间不规则的时间间隔。参考图5，导频符号P1和P9之间的时间间隔为4个OFDM符号，而导频符号P9和P2之间的时间间隔为3个OFDM符号。这种时间间隔的长度上的不规则性使得根据本发明实施例的频率误差估计过程的频率范围有了改善，这将稍后介绍。可以针对承载导频符号的每个子载波来得到连续导频符号之间的时间间隔中的类似不规则性，如图5所示。
如上所述，本发明并不限于所述内插。作为一个替换的方案，真实的导频符号可以在图5中内插的导频符号的位置中传输。真实导频符号代替内插的导频符号进行传输进一步改善了频率估计的准确性。只要导频信号以不规则的时间间隔传输，频率误差估计的频率范围就可以得到改善，其中不同长度的时间间隔的长度差小于时间间隔的最短长度。下面将对这点进行更为详细的解释。
当描述根据本发明的实施例的频率误差估计过程时，使用图5中显示的导频符号结构的示例。参考图6A至图6C，首先描述对于包含导频符号P1、P9和P2的子载波的估计过程。如上所述，频率误差估计基于对在确定的时间间隔期间接收到的信号的相位旋转的确定。因此，估计导频符号P1与P9之间的相位旋转(相位差)以及导频符号P2与P2之间的相位旋转。在相位旋转的估计之前，先确定导频符号P1、P2和P9的绝对相位。绝对相位可以通过从包括该导频符号的接收到的导频信号中去除符号调制的影响而确定。
图6A以箭头图显示了与导频符号P1、P2和P9关联的导频信号的绝对相位。第一箭头600代表与导频符号P1关联的导频信号的绝对相位，第二箭头602代表与导频符号P9关联的信号的绝对相位，而第三箭头604代表与导频符号P2关联的信号的绝对相位。现在得到了绝对相位，就可以计算出箭头600和602之间以及箭头602和604之间的相位旋转，并且相位差显示在图6B中。第四箭头606显示导频符号P9和P1的接收之间的相位旋转，即在4个OFDM符号的时间间隔期间，而第五箭头608显示导频符号P2和P9的接收之间的相位旋转，即在3个OFDM符号的时间间隔期间。通过将第四箭头606的值除以观察时间间隔的长度(4个OFDM符号)而从第四箭头606计算出频率误差将得到1.75kHz的频率范围。另一方面，通过将第五箭头608的值除以观察时间间隔的长度(3个OFDM符号)而从第五箭头608计算出频率误差将得到2.33kHz的频率范围。
根据本发明的实施例，通过计算第四箭头606与第五箭头608之间的相位旋转差，所述频率范围还可以进一步改善。实践中，这意味着4个OFDM符号期间的相位旋转与3个OFDM符号期间的相位旋转之间的差值的计算，并且从而得到1个OFDM符号的时间间隔期间的相位旋转。结果，估计器的频率范围可以被改进达到7kHz。图6C中显示的第六箭头610代表第四箭头606与第五箭头608之间的相位差。实际频率误差估计可以通过将第六箭头610的值除以观察时间间隔(在本例中为4‑3＝1个OFDM符号间隔，即0.071ms)而得到。
下面，将描述根据本发明的实施例的频率误差估计的实际实施。为了估计包含关于承载导频符号P1的第一导频信号的绝对相位的信息的第一相位指示，计算接收到的导频符号与从发射机发送的该导频符号的已知副本之间的相关性。该相关性可以根据下面的公式计算：
![]()
其中R(n)
i代表相关值，P(n)
i代表接收到的导频符号，P
ref(n)
i代表发送的导频符号的副本，i是导频符号索引，
*代表复共轭。由于作为复数值的相关值R(n)
i携带有相位信息并且我们仅关心相位信息，因此在本说明书中该相关值也被称为相位指示。实际相位也可以通过取所述相关值的幅角(argument)得到，但在此阶段并不是必需的。公式(1)可以针对频率误差估计中使用的每个导频符号而计算。由此，获得了指示图6A中显示的相位值的导频符号的相位指示。
然后，频率误差可以根据下面的公式来估计：
![]()
其中F代表频率误差估计，arg表示幅角操作(arctan(y/x)，其中y为复数值的虚部，x为实部)，i为OFDM符号索引，a
i表示导频符号P(n)
i和P(n)
i+1之间的时间间隔，b
i表示导频符号P(n)
i+1和P(n)
i+2之间的时间间隔，n为子载波索引，N代表OFDM信号的子载波的总数。子载波索引n取0，3，6...N的原因是子载波之间的导频符号的间隔(见图5中的频域方向)。
参考图6B和6C更详细地研究公式(2)以及参考上面描述的示例。在这阶段忽略公式(2)中的求和，即假定例如N＝1。从公式(2)中可以明显地看出，根据本发明的实施例的频率误差估计是基于相关性的计算。为了获取包含关于接收到的信号在第一时间间隔期间(即在相同子载波上传输的导频符号P1和P9之间)的相位旋转的信息的第一相位旋转指示，计算导频符号P1和P9的相位值之间的相关性。换而言之，计算R(n)
i·R(n)
i+1*，并且由此获得包含由图6B中的第四箭头606所表示的相位信息的相关值。因此，由此获得的该相关值被称为第一相位旋转指示。为了获取包含关于接收到的信号在第二时间间隔期间(即在相同子载波上的导频符号P9和P2之间)的相位旋转的信息的第二相位旋转指示，计算导频符号P9和P2的相位值之间的相关性。换而言之，计算R(n)
i+1·R(n)
i+2*，并且由此获得包含由图6B中的第五箭头608所表示的相同信息的相关值。该相关值被称为第二相位旋转指示。
由于在这个示例中省略了求和，下面的操作是计算第一和第二相位旋转指示之间的相关性，并且然后计算该相关值的幅角以获得图6C中的第六箭头610所指示的相位旋转差。然后通过将所述相位旋转差除以第一时间间隔与第二时间间隔的长度之间的差值(即除以2p(a
i‑b
i)，其中在本示例中a
i＝4，b
i＝3)来获得实际的频率误差估计。
公式(2)中的求和表示对多个第一相位旋转指示的求和以及对多个第二相位旋转指示的求和，其中多个第一相位旋转指示中的每一个和多个第二相位旋转指示中的每一个分别从不同的子载波中获得。多个第一相位旋转指示是依据公式(2)根据具有相同时间索引(i和i+1)但是不同子载波索引的导频符号计算出的。参考图5，多个第一相位旋转指示是根据导频符号P1和P9、P10和P3、P4和P12、P13和P6、以及P7和P15计算出来的。从不同子载波中得到的多个第一相位旋转值继而被求和，从而对相位旋转值进行了平均，这降低了波动并改进了频率估计的准确性。类似地，所述多个第二相位旋转指示是依据公式(2)根据具有相同时间索引(i+1和i+2)但是不同子载波索引的导频符号计算出的。参考图5，多个第二相位旋转指示是根据导频符号P9和P2、P3和P11、P12和P5、P6和P14、以及P15和P8计算出来的。然后，从不同子载波中得到的多个第二旋转值通过求和而被平均。在平均之后，计算平均后的第一相位旋转指示与平均后的第二相位旋转指示之间的相关性。
在本发明的优选实施例中，两个连续导频符号(i与i+1，i+1与i+2)的相位值之间的相关性是根据公式(2)计算出来的。可替换地，第一相位旋转指示可以例如在具有索引i和i+2的导频符号之间计算，而第二相位旋转指示可以例如在具有索引i+1和i+3的导频符号之间计算。在该优选实施例中，由于观察时间间隔较短，所以该优选实施例更稳健以应对对于频率误差中的快速变化，例如多普勒偏移中的快速改变。
如上所述，根据本发明的实施例的频率误差估计可以基于相关性的计算。可替换地，绝对相位和相位差可以通过利用三角函数和例如CORDIC(坐标旋转数字计算)算法来计算。另外，表示成复数值的、接收到的导频符号可以被转换成包括幅度分量和相位分量的极坐标表示方式，并且相位差可以根据极坐标表示方式的相位分量计算出来。
根据本发明的实施例的频率误差估计还可以被用在分集接收中，例如利用多个天线元件的接收。用于在频率误差估计中利用分集接收以及校正过程的实施例将参考图7进行描述。在所描述的实施例中，分集接收被设置成通过分集天线接收，但是其它的分集方案也可以同样可行。实际的频率误差估计通过频率误差估计单元700和702来实施，该频率误差估计单元700和702可以具有与先前参考图2描述的频率误差估计单元206相同的结构和功能。频率误差可以根据上面描述的实施例从通过相应分集分支接收到的导频信号中估计得到。
在图7中显示的实施例中，由频率误差估计单元700和702提供的频率误差估计在组合器714中组合，组合器714可以为平均单元。因此，组合器714可以计算从频率误差估计单元700和702输出的相应估计的平均值，并且输出组合后的频率误差估计到频率误差校正单元710和712。然后，频率误差校正单元710和712执行对于通过相应分集分支(相应的天线#1和#2)接收到的OFDM信号的频率误差校正。
现在考虑根据本发明的实施例的用于估计频率误差的过程。该过程被显示成图8所示的流程图。该过程可以为在接收机(例如计算机102)的处理单元中执行的计算机过程。该过程开始于框800。
在框802中，包括导频符号和数据符号的OFDM信号被接收。该OFDM信号可以包括多个OFDM符号，以通过对多个OFDM符号期间的相位旋转的估计来进行频率误差估计。
在框804中，检查导频符号是否位于具有规则(统一)的时间间隔的多个OFDM符号的子载波上。换句话说，检查导频符号是否以恒定的时间间隔在给定的子载波上传输。关于导频符号的传输的规则性的信息可以在通信协议中定义，或者该信息可以以另一种方式被事先知道。如果导频符号是在具有规则时间间隔的子载波上传输，则该过程进行到框806，在框806中更多的导频符号(导频子载波)被内插自所传输的导频符号之间以获得更多的导频符号，并设置给定子载波的连续导频符号之间的不规则的时间间隔。该内插可以为如下方式的频域内插，内插的导频符号被内插自在与该内插的导频符号关联的时刻、在至少两个并行频率上接收到的至少两个导频符号。在实践中，内插的导频符号被内插自在相同OFDM符号的并行子载波上传输的两个或更多个导频符号。
如果在框804中确定导频符号是以不规则的时间间隔传输的，则该过程从框804进行到框808，框808中根据接收到的导频符号来计算多个第一相位旋转指示。当该过程通过框806进行到框808时，内插的导频符号也被用于第一相位旋转指示的估计中。多个第一相位旋转指示中的每一个都是通过计算包含关于位于相同子载波和不同OFDM符号中的两个导频符号之间的相位差的信息的量度来估计的，其中OFDM符号之间的时间间隔为第一时间间隔。该量度例如可以为相关值或相位值。在对第一相位旋转指示的估计之后，可以在框808中对第一相位旋转指示求和或平均。
然后，该过程进行到框810，在框810中根据接收到的导频符号计算多个第二相位旋转指示。在已经执行过框806的情况下，内插的导频符号也被用于第二相位旋转指示的估计中。与框808的执行过程相似，多个第二相位旋转指示中的每一个都是通过计算包含关于位于相同子载波但是不同OFDM符号中的两个导频符号之间的相位差的信息的量度来估计的，其中OFDM符号之间的时间间隔为第二时间间隔。该量度例如可以为相关值或相位值。优选地，第一时间间隔的时序发生在第二时间间隔的时序之前，并且第一和第二时间间隔具有不同的长度。在对第二相位旋转指示的估计之后，可以在框810中对第二相位旋转指示求和或平均。
然后，该过程进行到框812，在框812中根据第一和第二平均后的相位旋转指示来计算频率误差估计。该频率误差估计可以通过计算第一和第二平均后的相位旋转指示之间的相位差并将该相位差除以第一和第二时间间隔的长度之间的差值而估计得到。该频率误差估计过程在框814中结束，并且所估计的频率误差可以随后根据接收到的数据符号来校正，以便于接下来的解调和检测过程。
如上所述，根据本发明的实施例的所述频率误差估计过程可以实现为接收机的处理单元中的计算机过程。该计算机过程可以通过在处理单元中执行的计算机程序来定义。该计算机程序可以被存储在处理单元可读的计算机程序分布介质上。该计算机程序介质例如可以为但是不限于电子、磁、光、红外或半导体系统、装置或传输介质。该计算机程序介质可以包括以下介质中的至少一种：计算机可读介质、计算机存储介质、记录介质、计算机可读存储器、随机存取存储器、可擦除可编程只读存储器、计算机可读软件分布包、计算机可读信号、计算机可读通信信号、计算机可读打印物以及计算机可读压缩软件包。
虽然本发明已经参考根据所附附图的示例被描述，但是很显然本发明并不局限于此，其可以以多种方式在所附权利要求的范围内修改。