选择分集接收设备.pdf

本发明涉及一种具有至少两条信号路径(10，20)的分集接收设备，每条信号路径包括用于接收无线电信号的天线(11，21)、用于放大所接收的信号的放大器(13，23；13′，23′)、用于衰减被放大的信号的可变信号电平衰减器(40)，和用于为可变信号电平衰减器(40)供电的电流源(15，25，010)，各信号路径(10，20)随后被合并到公共路径(1)；可通过在每条信号路径(10，20)中，通过可变信号电平衰减器(40)将为可变信号电平衰减器(40)供电的电流源(15，25，010)连接到放大器(13，23；13′，23′)，并且可变信号电平衰减器(40)具有并联的可控旁路线路(41)，该可控旁路线路(41)包括可变电阻装置(42，020)，从而实现高传输质量和低能量消耗。

1.  一种具有至少两条信号路径(10，20)的分集接收设备，所述信号路径(10，20)中的每一条包括用于接收无线电信号的天线(11，21)、用于放大所接收的信号的放大器(13，23；13′，23′)、用于衰减被放大的信号的可变信号电平衰减器(40)，和用于为所述可变信号电平衰减器(40)供电的电流源(15，25，010)，各信号路径(10，20)随后被合并到公共路径(1)，该分集接收设备的特征在于：
在每条信号路径(10，20)中，为所述可变信号电平衰减器(40)供电的所述电流源(15，25，010)通过所述可变信号电平衰减器(40)连接到所述放大器(13，23；13′，23′)，并且所述可变信号电平衰减器(40)具有并联的可控旁路线路(41)，该可控旁路线路(41)包括可变电阻装置(42，020)。

2.  根据权利要求1所述的分集接收设备，其特征在于，所述可变信号电平衰减器(40)是pin二极管。

3.  根据权利要求1或2所述的分集接收设备，其特征在于，所述可变电阻装置(42)是可控电流源(020)。

4.  根据权利要求3所述的分集接收设备，其特征在于，为所述可变信号电平衰减器(40)供电的所述电流源(15，25，010)被连接在所述可控旁路线路(41)内。

5.  根据权利要求1至4中任一项所述的分集接收设备，其特征在于，所述可控旁路线路(41)通过控制线(16，26)连接到至少一个信号电平检测器(9)。

6.  根据权利要求5所述的分集接收设备，其特征在于，所述信号电平检测器(9)被设置在所述公共路径(1)中。

7.  根据权利要求5所述的分集接收设备，其特征在于，所述信号电平检测器(9)被设置在每条分集信号路径(10，20)中。

8.  根据权利要求5所述的分集接收设备，其特征在于，所述控制线(16，26)被连接到所述放大器(13′，23′)的控制输入端。

9.  根据权利要求8所述的分集接收设备，其特征在于，在放大器(13′，23′)的控制输入端处设置有低通滤波器(36′)。

选择分集接收设备
技术领域
本发明涉及分集接收设备，这种分集接收设备具有至少两条信号路径，其中每条信号路径包括：用于接收无线电信号的天线、用于放大接收到的信号的放大器、用于衰减被放大的信号的可变信号电平衰减器，和用于为可变信号电平衰减器供电的电流源，各单独的信号路径随后被合并到公共路径。
背景技术
专利US 5,697,075A公开了一种用于全球定位系统的分集设备，该设备具有两个天线，并且每个天线都带有相应的信号路径。每个信号路径的天线直接耦合到低噪声放大器(LNA)的输入端，该低噪声放大器由电压电源供电。pin二极管形式的可变信号电平衰减器被设置在信号路径的下游，而各信号路径随后被合并到公共信号线路。电容器连接在LNA电压源到信号路径的连接线与可变信号电平衰减器之间。每个LNA的输出信号被传递到与选择器相连的耦合线路，该选择器根据每个信号路径的信号电平，为pin二极管提供适当的电流，以便将具有低电平的信号路径从公共数据线上断开。
包括滤波器、基频生成器、放大器和解调器的实际接收器部分设置在公共数据线内，用来解码从两个天线之中的一个天线传递来的信号。这种系统的缺点在于接收系统的分集部分的能量消耗较高。每个信号路径的电路设计使得必须提供两个电源，即，用于LNA的固定电源，和用于pin二极管的可变电源。必须的电子部件的数量和较高的能量消耗使得这种分集接收器的制造成本较高。
在其它现有技术中的用于专业无线系统的天线分集接收器中，根据实际天线的RF电平和/或信号强度的梯度，来直接切换(而不经过放大)来自两个天线的RF信号。然而，这增大了由天线切换的衰减而造成的接收器的噪声系数(在模拟发射系统中，这尤其成为一个问题)。
在无线式无线电传输中，必须使发射的低频信号的质量尽可能保持良好，这意味着信噪比(SNR)必须尽可能得高。对于专业的无线系统，如果可以使用分集系统将会带来很大的益处。使用分集系统，可减小甚至可避免在使用者移动期间由RF信号衰落效应(信息失落)造成的对发送的音频质量的负面影响。这就是专业的无线系统为它们的接收器安装分集系统的原因。
通常，现有技术中已知有两类分集系统：
第一类系统通常被称为“真正分集式”。从技术的观点来看，最好的分集系统是“真正分集式”，其中实现了两条相同的信号路径，每条信号路径具有完整的分集部分和完整的接收器部分。根据(解调器的接收器信号强度指示器(RSSI)所指示的)RF电平，使用具有较高的RF电平的解调音频信号。这种系统的不利之处在于：
-增大了材料成本，
-增大了必须的部件的数量，以及
-增大了部件的功率消耗。
这些缺点与移动发射器应尽可能小和移动发射器的电池寿命应尽可能长的需求背道而驰。
第二类已知的系统是所谓天线分集式。两个具有天线的信号路径被合并到具有一个RF接收器的公共路径。根据改变的RSSI信号(或者如果RF/RSSI电平落到限定的阈值以下)，将通过利用半导体开关(pin二极管)来改变有源天线。显然，这种系统的优点是价格低，因为仅需要一个RF模块。这种系统的不利之处在于：
-不能避免所有信息失落(这高度独立于用于预测第二天线的估计RF电平情形的算法)，
-被共同使用的pin二极管开关需要额外的电流消耗(对移动接收器的电池寿命不利)，并且这种pin二极管开关造成了额外的衰减，这会增大接收器的噪声系数(敏感度和作用范围降低)。
在以下现有技术文件中，给出了不同种类的分集系统的例子。US6,871,054B2公开了一种通过控制pin二极管上的偏置电压的双天线分集系统。在增加施加到pin二极管上的反向偏置电压时，施加到二极管上的RF信号的衰减逐渐增加。在pin二极管的下游，两条信号路径被合并到通往接收器的公共线路。根据JP 2 305 234、JP 2001 326593、JP 61 073 437和JP 10163 941的框图，可知这些类似系统是基于相同的原理。
根据JP 8 107 306的附图，可知道一种包含在汽车玻璃中的分集式天线方向图，该系统利用pin二极管作为开关元件。在JP 2 062 131的附图中示出了一种类似的汽车天线，这种天线也利用pin二极管作为开关元件。
DE 2 318 260公开了一种具有两个天线和对应的信号路径的分集系统，其中信号路径具有可控的放大器并被合并到利用pin二极管的公共线路。
DE 3536826 A1公开了一种用于移动无线电设备的分集天线，该移动无线电设备具有两个天线和用来在两个天线的信号之间进行选择的开关。
US 7,116,952B2公开了一种具有开关的分集系统，这些开关组合连接在天线的信号路径中的若干带通滤波器的输出信号。每个开关都设置有LNA，这使得成本和能量消耗最大化。
DE 601 11 765 T2公开了一种无线通信系统，该系统具有多种传输模式，以便从所希望的发送器接收无线电信号，而排除来自噪声源的信号，从而使用多个天线。然而，该文件并没有公开任何关于天线电路的内容。
DE 20 2006 007 918 U1公开了一种接收器系统，该接收器系统包括多个天线和加权装置，这种加权装置加权并组合各个天线信号，以便实现对发射信号性能的优化。因为这种系统需要高性能的加权处理器以及较大的代码存储器，所以这种系统就其所需的部件来说是非常复杂的。
发明内容
本发明的目的是克服以上参考现有技术提到的问题，并提供一种传输质量高、能量消耗低并且在所需电子部件方面的成本低的低成本的分集接收系统。
本发明待解决的问题是在无线发射器与接收器之间保证信息失落率低并且信噪比高的稳定的无线连接，同时提供一种能量消耗低并且用最小努力即可实现的硬件的解决方案。
这个目标事实上是通过上述的分集接收系统来实现的，该系统布置为，在每个信号路径中，为可变信号电平衰减器供电的电流源通过可变信号电平衰减器连接到放大器，并且可变信号电平衰减器具有并联的可控旁路线路，该可控旁路线路包括可变电阻装置。
与非分集系统相比，利用本发明的信息失落的量明显减少，接收器的噪声系数(敏感度和作用范围)保持不变，并且可达到电池寿命与非分集接收器的电池寿命几乎相同的效果。为了获得更好的噪声系数性能，从而获得更高的作用范围，将切换操作从放大器的输入端移到放大器的输出端。
恒流源不仅为可变信号电平衰减器供电，还为放大器供电，其中可变信号电平衰减器例如是pin二极管，因此仅需要一个电源。由恒流源提供的电流经由pin二极管流到放大器的信号输出端。(当然，使用恒流源并不是强制性的，实际上，可使用任何类型的电流源，也可以使用可调的电流源)。这种情况下，pin二极管被切换成导通，并且来自相应天线的信号被发送到具有接收器部分的公共路径。为了将此信号路径从公共路径上断开，必须减小流经pin二极管的电流，因此要增大电阻从而接着关断二极管。这是在，例如，在单个信号路径的电平或接收器输出信号的电平落到限定的阈值以下的情况下完成的。根据本发明，这是通过与可变信号电平衰减器并联的可控旁路线路实现的。该旁路线路包括可变电阻装置，即，根据控制信号改变其电阻率的电子部件。
可控旁路线路的相应控制信号是通过反馈环路提供的。在优选实施例中，可控电流源充当可变电阻装置，该电流源是内部电阻根据电流强度而改变的部件。可变电阻装置的其他可能的实施例为：简单开关、电位计、受控二极管或晶体管，广义上讲，这种可变电阻装置可以是电阻率可以改变的任何部件。根据可变电阻装置的实际电导率，旁路线路被断开，部分受限制，或部分闭合。由恒流源产生的电流只是经由可变电阻装置而被改变了线路，但仍流到放大器中。
在优选实施例中，在二极管被关断后，放大器被停用。这是通过反馈环路实现的，该反馈环路还连接到放大器的控制输入端，从而调节放大器的操作点。
在一个优选实施例中，可变电阻装置是可控电流源。
在另一优选实施例中，为可变信号电平衰减器供电的电流源被连接在可控旁路线路内。均为旁路线路的一部分的两个电流源的相互作用，使得能够改变通过可变信号电平衰减器的电流，同时还能使放大器的电流保持恒定。
在一个优选实施例中，可控旁路线路通过控制线连接到至少一个信号电平检测器。在一个优选实施例中，信号电平检测器设置在公共路径中。在一个优选实施例中，信号电平检测器设置在每条分集信号路径中。在一个优选实施例中，控制线连接到放大器的控制输入端。
在一个优选实施例中，在放大器的控制输入端处设置低通滤波器。这使得可相对于可变信号电平衰减器有一定时间延迟地分别关断或接通放大器。
附图说明
通过参考附图更详细地描述本发明。在附图中，
图1示出了现有技术系统的两个单独的天线以及天线分集的RSSI电平的时间相关性，
图2是现有技术天线分集系统的框图，
图3是单通道和立体声信号的SNR与RF电平的关系曲线，
图4是根据本发明的分集接收系统的框图，
图5是图4中的放大器的详细框图，
图6是图4中的可变信号电平衰减器的框图，
图7是根据本发明的分集接收系统的一个实施例的框图，
图8是与分集控制相关联的图7中的放大器的详细框图，以及
图9是可控旁路线路的一个实施例的框图。
具体实施方式
在现有技术的带有天线分集的无线系统中，例如，当利用无线麦克风时，天线开关被直接连接在天线与所谓的低噪声放大器AMP-A之间，如图2所示。与“真正分集式”系统(在每个信号路径中都具有完整的RF接收器部分)相比，这类结构的优点是可使成本达到最低。但，显然，对于模拟专业系统，不可能达到“真正分集式”系统的最优信息失落抑制，总有一定的折衷。
图2示出了现有技术的分集接收系统，该系统具有分集部分，该分集部分带有两个天线11、21和相应的信号路径10、20，该信号路径10、20通过两个pin二极管14′、24′的互相切换而被合并到公共路径1，该系统还具有用于接收被发送到公共路径1的信号的接收器部分。每个pin二极管14′、24′被连接到可控电流源15、25。接收器部分包括带通滤波器27、放大器28、位于放大器下游的滤波器3、将信号与通过LO(本地振荡器)滤波器7的电压控制振荡器(VCO)8的基准信号相混合的混合器4、中频(IF)滤波器5和解调器6。用信号电平检测器9测量接收器输出信号电平，例如RSSI值，并且用该接收器输出信号电平来估计发射信号的质量。如果该信号电平落到阈值以下，则通过微控制器来产生控制信号，该控制信号例如是恒压信号，该微控制器例如包含在信号电平检测器9内。每个信号路径10、20的控制信号被供给到控制线16、26上，从而改变由电流源15、25提供的电流，从而切换pin二极管14′、24′并改变用于进一步的信号处理的天线。
图1示出了根据图2中的现有技术系统的两个独立天线以及天线分集的RSSI电平的时间关系曲线。曲线A(虚线)示出了来自天线11的信号的RSSI电平，曲线B(点线)示出了来自天线21的信号的RSSI电平。曲线C(实线)示出了利用天线分集的接收器输出端的RSSI电平。时间轴上的圆圈表示从一个天线切换到另一个天线的时刻。从曲线C可看到，现有技术系统的传输质量，即，接收器输出信号的质量表明这并不是最好的解决方式，因为不能够避免信息失落。
在(专业的无线系统中)所用的开关设备具有的衰减通常为2dB(与所用的PIN二极管和二极管设备有关)的情况下，这会增大噪声系数，并因此会降低接收器的敏感度、作用范围和信噪性能。这对于利用普通模拟(立体声)传输的无线系统在一定RF电平上实现最好的信噪性能和达到最高的作用半径来说，尤其重要。图3示出了对于单声道和立体声系统，SNR与RF电平的关系曲线。从各曲线可看出，与利用模拟单声道传输的系统(位于下部的曲线)相比，利用模拟立体声信号传输的无线系统(位于上部的曲线)为了达到相同的信噪性能，其RF电平必须比利用模拟单声道传输的系统高出20dB。这就使为什么不应浪费额外的衰减(在输入端处的PIN二极管开关)以达到最高的信噪比的原因变得很清楚。
(尤其)对于模拟系统而言，利用具有较低介入损耗的FET开关会带来一定问题，因为解调器电路的有限AM抑制会产生开关噪声。这是通常使用pin二极管来用于切换的原因。使用这些pin二极管，可通过增大或减小流过PIN二极管的电流来混合各RF信号。只是在切换时间(理想情况下应为0秒)与开关噪声之间必须找到折衷。pin二极管以及其结构和操作在现有技术中是众所周知的，例如，在“THE PIN DIODE CIRCUIT DESIGNERS′HANDBOOK”，1998，by Microsemi Corporation，Watertown，580 Pleasnt Street，Watertown，MA 02472(http://www.microsemi.com/literature/pinhandbook.pdf)中有所描述，其全部内容通过引用包括在本说明书中。
根据本发明，可变信号电平衰减器(例如，PIN二极管或场效应晶体管(FET))的工作所需的电流，同时被用于放大器(例如LNA，运算放大器，等)的工作，因为对于这两种设备来说，最优工作的焦点可被设置成电流，而非电压供给。据此，可将PIN二极管与放大器串联。(例如，通过电流源稳定的)放大器的电流消耗将会使PIN二极管切换成最小电阻。如果此时该RF信号路径应当被停用，则仅需要使电流改变线路通过与pin二极管并联的线路(旁路)流到LNA，而不是通过pin二极管本身。这种情况下，二极管的电阻变成最大值，并且相应天线的信号将被衰减。
图4示出了根据本发明的分集接收设备，该设备具有分集部分，分集部分包括至少两个天线11、21及其相应的单独的信号路径10、20，这两条信号路径在合并器2内被合并到公共路径1；该分集接收设备还具有接收器部分，该接收器部分用于滤波、放大、解码和解调公共路径1上的RF信号。
由于两条信号路径具有相同的结构，因此以下的描述与这两条信号路径都有关。在信号路径10、20的每一条中，天线11、21通过滤波器12、22连接到放大器13、23的信号输入端，放大器13、23的信号输出端连接到可控衰减器14、24的信号输入端。可控衰减器14、24(如图中示意性示出的)的信号输出端连接到电流源15、25。
图6详细示出了可控衰减器14、24的一个例子，在该例中，可控衰减器14、24是电压可控的，并且具有信号输入端47和信号输出端48。图6中的可控衰减器包括pin二极管形式的可变信号电平衰减器40。也可以使用任何类型的可变信号电平衰减器来代替pin二极管，例如，诸如双极晶体管或场效应晶体管的晶体管、二极管等。在所示实施例中作为电压可控电流源的可变电阻装置42与pin二极管并联，从而为pin二极管提供可控的旁路线路41。由微控制器根据信号电平检测器9产生分集控制信号，并且该分集控制信号分别被供给到控制线16和26，该分集控制信号控制可变电阻装置42，从而决定流经pin二极管的电流。
使用电容器45、46，以便在切换处理期间充当积分器，并与电感器43、44一起为RF放大器在所使用的工作频带建立确定的(高)阻抗。
图4中的电流源15、25不仅为可变信号电平衰减器40供电，还为放大器13或23供电。为了这个目的，在放大器与可变信号电平衰减器40之间存在一条电连接。在所示的实施例中，信号路径10和20的电流源15、25由同一个电源供电。可控衰减器14、24的信号输出端连接到合并器2，合并器2将单独的信号路径10、20合并到公共路径1。接收器部分设置在公共路径内，其结构基本上与参考图2所描述的结构相同，但不具有带通滤波器27和放大器28，因为这些部件已经被设置在每条信号路径10、20中的天线与可控衰减器之间。
接收器的输出电平被信号电平检测器9测量为RSSI电平，该信号电平检测器9根据信号电平控制信号经由控制线16、26将该RSSI电平发送到可控衰减器14、24。当然，也可以仅使用一条控制线用于两个衰减器。
图5和图6示出了输入放大器13或23以及可控衰减器14、24的可能的简化结构。作为输入放大器，例如，可使用简单的RF双极晶体管，如图5中详细示出的那样，输入放大器具有信号输入端30、电容器33、电阻器34、双极晶体管32、电感器35和信号输出端31。本发明当然不仅仅限于此实施例，因为可以使用具有不同结构的放大器，并且这些放大器在现有技术领域中是公知的。重点是，在操作的设定点处的噪声系数优选地应尽可能小，以便实现最好的结果。
用于pin二极管(在图6中示出)的电流源15、25(在图4中示出)也为放大器供电，如果该电流源15、25的电流通过pin二极管，则衰减被设置成其最小值。如果分集控制信号的电压升高(改变)，则压控电流源42将把电流分别直接引导到输入放大器13或23。这使得PIN二极管的电阻增大，从而使这条路径的RF信号的衰减增大。
为了进一步减小总的电流消耗(并为了使能量消耗基本上与非分集系统中的能量消耗相同)，采取以下操作：在pin二极管已被关断后，来自信号电平检测器9(有时延的)切换信号还可用于关断输入放大器13′、23′。以下参考图7和图8描述了为达到这个目的所需的修改。
图4和图7中的实施例之间的不同之处在于：在图7中，来自信号电平检测器9的反馈线不仅与可控衰减器14、24相连接，还与放大器13、23相连接。此时，来自信号电平检测器9的两个控制信号还用于切换输入放大器13′和23′。如详细示出放大器13′、14′的图8中的简化示意图中所示，这可以通过，例如，减小双极晶体管基极电压使其接地来实现。
图8中所示的放大器是增益控制放大器，其具有信号输入端30′、电容器33′、电阻34′、双极晶体管32′、电感38′和35′、晶体管37′和电容器39′，以及信号输出端31′。如上所述，重要的是，输入放大器在可变信号电平衰减器被关断之后经过一定时延才被关断，而在可变信号电平衰减器被导通之前就被导通。这将在低通滤波器36′内实现，低通滤波器36′连接在控制线16或26与晶体管37′的基极之间。低通滤波器36′可以是，例如，由电阻器和电容器构造出的简单低通滤波器，其时间常数比电流源的大。在优选实施例中，与普通带通滤波器的唯一不同之处在于：如果控制信号从高变到低，则低通滤波器的电容器的放电必须比充电快。这很容易实现，例如，可以通过普通二极管来实现。
当控制线16或26中的控制电压增大时，pin二极管被关断，信号不再能够传送到接收器。如果控制电压变成高于特性阈值(在当前情况下，例如，0.65V)，经过时延(由低通滤波器36′造成)，晶体管37′变为导通。这会导致晶体管放大器32′的基极电流减小到使其接地，并且放大器随后停止其工作。
用于启用和停用PIN二极管的电压控制电流源42(图6)可简单地通过，例如，使用用于低频应用的简单双极晶体管来实现。
为pin二极管和放大器供电的电流源15或25用于总体稳定输入放大器的工作点。如果来自信号电平检测器9的微控制器的切换信号发生改变，则作为pin二极管的旁路线路中的可变电阻装置42而被使用的电压控制电流源减小通过PIN二极管的电流。
为了停用放大器，例如低噪声放大器，在PIN二极管被关断的条件下，当然非常重要的是，慢慢地延迟一段时间后再将放大器关断，并且在PIN二极管被再次启用之前，比导通PIN二极管更快地导通放大器。
图9示出了优选实施例，其中，用于为可变信号电平衰减器40供电的电流源与用于控制旁路线路41的可控电流源一起集成到可控旁路线路41内。
图9中的框图示出了可以如何实现所需的两个电流源010、020和可变信号电平衰减器的切换电路(在当前情况下为PIN二极管)的一个例子。第一电流源010(在其功能方面对应于图4和图7中的电流源15或25)是由以下电子部件构造成的：晶体管410和电阻411、412和413。在旁路线路闭合的情况下，此电流源为pin二极管供电，还为放大器供电。
可通过电压控制的第二电流源020由以下部件构造成：晶体管420、电阻421、422，以及晶体管428、电阻424、423、425。分别由控制线16或26控制的电流源020，在其功能方面对应于图6中的电压控制电流源42。
如图9所示，两个电流源010、020都可以集成到可变信号电平衰减器400的旁路线路41内。换言之：两个电流源010、020是并联连接的。
如果通过控制线16、26从信号电平检测器9的微控制器发来的分集控制信号具有逻辑低值，则晶体管428处的基极电压过低而不能切换。在此情况下，由晶体管420构造成的电流源020保持在OFF状态，这意味着流经可变信号电平衰减器400和放大器(图9中未示出，但连接到信号输入端470)的全部电流都由电流源010产生，该电流源010由晶体管410构造成。如果现在分集控制信号的电压从逻辑低变成逻辑高，则晶体管428的基极处的电压(在经过由电阻426和电容器427构造成的低通滤波器造成的时间延迟后)开始增加，因此，由晶体管420构造成的电流源020产生的电流增大。实际上，(由部件410、411、412和413定义的)整个电流消耗都不得不保持相同，晶体管410变成高阻抗，而流经PIN二极管的电流降低，直至晶体管420到达饱和点并且不再有电流通过PIN二极管为止。
图9中的实施例使得可以改变流经可变信号电平衰减器40的电流，同时为放大器维持恒定的电流。换言之，不论可变信号电平衰减器40的实际切换状态如何，通过连接到放大器的线路470的电流都保持恒定不变。
通过晶体管420的电流增大的程度与通过晶体管410的电流减小的程度相同。换言之，在晶体管420的电阻率减小的同时，晶体管410的电阻率增大。
代替测量接收器部分的输出端处的信号电平，还可以测量每条分集信号路径中的信号电平，并利用该信息来选择具有较大的信号电平的适当天线。后一种方式可通过例如与US 5,697,075A所描述的类似的方式来实现，即，通过用于每条信号路径的耦合线来实现。信号路径与用于确定或估计实际信号电平的独立线路电感耦合。比较两个信号的比较器将控制信号发送到控制线，从而启用或停用相应信号路径的可变信号电平衰减器。
本发明当然并不仅限于所示的实施例。基本思路是提供一种能为每条信号路径中的放大器和可变信号电平衰减器二者供电的电源，以便减小能量消耗。根据本发明的分集接收设备是通用的，包括能够接收各种信号的能力，诸如，模拟格式和数字格式的单声道、立体声和多声道信号。
本发明的应用领域非常宽，并包括各种类型的移动设备和固定设备，诸如移动电话、便携式袖珍接收器、GPS接收器、耳机监听系统(ear monitoringsystem)、汽车应用(无线电接收器、电话等)，以及计算机、工作站之间的无线传输系统等。