基于GMC的多天线复用接收装置 本申请是申请号为200510111450.9、申请日为2005年12月13日、发明名称为基于GMC的多天线复用发送、接收装置及频域均衡方法的发明专利的分案申请。
【技术领域】
本发明涉及一种基于GMC的多天线复用接收装置，特别是在接收端做均衡处理时，得不到调制映射后星座图上符号的无线通信系统，在衰落信道情况下多天线复用接收装置。
背景技术
多输入多输出MIMO(Multiple Input Multiple Output)的多天线技术是未来移动通信系统实现高数据速率，提高传输质量的重要途径，是现代通信技术中的重大突破之一，提供了解决未来Internet无线网络中的业务容量需求瓶颈问题。多天线技术已经出现在宽带无线接入系统、无线局域网WLAN和3G及后3G等商用无线通信产品和网络中。多天线通信系统定义为：在发射端和接收端分别采用多个天线，也就是信号通过发射端和接收端的多个天线传送和接收，从而改善每个用户得到的服务质量(误比特率或数据速率)。利用多天线技术可以提高网络服务性能并给网络运营商带来巨大收益。
多天线复用信号处理技术是一种采用多天线实现并行传输数据的结构。该信号处理技术能够使无线链接的容量提高20到30倍。即每个发送信号采用不同的发送天线，在接收端也利用多个天线以及独特的信号处理技术把互相干扰的信号分离出来，从而可在给定的信道频段上，容量随天线的数量成比例增加。
现有的频域均衡器利用MMSE原理进行工作时，假设使用n根发送天线和n根接收天线，发送的数据块记为x，有：
x＝[x1；x2；...xn] (1)
其中，xi为第i根天线上发送的长度为N的数据块序列，为列向量。
接收到的块记为y，则有：
y=y1y2...yn=H~x+n---(2)]]>
其中：
为从发送天线q到接收天线p的信道矩阵，为循环矩阵，且有：
Hi，j＝FHΛi，jF (4)
其中，H表示共轭转置，F(l,k)=1/Ne-j2π/Nlk,]]>0≤l，k≤N-1。且有F-1＝F*。Λi，j为对角矩阵。
分别对yi作FFT，可得：
Y=DFy=DFH~x+DFn=DFH~DF-1DFx+DFn---(5)]]>
=Λ~X+DFn]]>
其中：
以(5)式为目标，在频域对Y乘以一个矩阵W进行均衡，再变回时域，则有：
z=DF-1Z=DF-1WY=DF-1WDFH~x+DF-1WDFn---(7)]]>
使用MMSE方法，即有：
WMMSE=argminwE[|x-z|2]---(8)]]>
即：
E[|x-z|2]=σs2In,N-σs2H~HDF-1WHDF-σs2DF-1WDFH~---(9)]]>
+σs2DF-1WDFH~H~HDF-1WHDF+σn2DF-1WWHDF]]>
在(9)式两边对WH取偏导，则有：
WMMSE=σs2DFH~H[σs2DFH~H~H+σn2DF]-1---(10)]]>
即：
WMMSE＝σs2ΛH[σs2ΛΛH+σn2I]-1 (11)
其中，WMMSE为MMSE方法乘性矩阵，σs为信号能量，Λ包含M×M个N×N对角矩阵，其中M为发射天线数目，N为FFT长度，σn为噪声能量，在步骤3.3之均衡器中设计中，必须对一MN×MN的矩阵求逆，WMMSE的计算复杂度主要由[σs2ΛΛH+σn2I]-1决定，若直接计算[σs2ΛΛH+σn2I]-1，其算法复杂度为O((MN)3)，在多天线GMC系统中，M＝2，3，4 N＝512，1024，此时，该矩阵求逆过程给接收机带来巨大的计算开销，浪费着系统的大量资源。
使用一般的方法，该步骤算法复杂度为O((MN)3)，在GMC系统中，块长一般为：N＝512或者N＝1024，而发送天线数目一般选择为：M＝2，3，4。于是，从而浪费大量的资源。
【发明内容】
本发明所要解决的技术问题是提供一种基于GMC的多天线复用发送、接收装置及频域均衡方法，该发射装置发明装置要利用多天线系统发送复用和接收分集的优势，从而实现在发送端不同天线发送不同信号；相应的在接收端大大降低了系统的开销。
为了解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：
提供一种基于GMC系统多天线复用传输发送装置，包括依次连接的串并转换模块，线性变换模块，成形滤波器组，加循环前缀模块和射频发送模块，以及，还包括：
多天线复用发射模块，其连接成形滤波器组的输出端及加循环前缀模块的输入端，用于将成形滤波后的信号交替分块到多路上，作为相应多个天线发射的信道组；
相应地，本发明还提供一种基于GMC系统多天线复用传输接收装置，包括射频接收模块，同步与信道估计模块，去除循环前缀模块，串并转换模块，以及，还包括：
频域均衡模块，其与串并转换模块、同步与信道估计模块的输出端相连接，其利用估计的信道衰落系数对采样信号进行频域均衡；
第一并串转换模块，其与频域均衡模的输出端相连接，用于将输入的并行数据序列变换成串行的输出数据序列；
匹配滤波器组，其与第一并串转换模块的输出端相连接，用于将串行输入符号序列进行与发射机子带成行滤波组相对应的子带匹配滤波处理，以生成多个子带并行输出的符号数据序列；
线性逆变换模块，其与匹配滤波器组模块的输出端相连接，用于将各子带传输的信号恢复到时域去；
第二并串转换模块，其与线性逆变换模块的输出端相连接，用于将输入的并行数据序列变换成串行的输出数据序列，用于恢复在原始星座点上的串行符号。
同时，本发明还提供一种基于本发明的多天线复用传输发送装置的简化频域均衡方法，包括计算WMMSE＝σs2ΛH[σs2ΛΛH+σn2I]-1，其包括如下步骤：
步骤1、首先记[σs2ΛΛH+σn2I]-1为Λ’，设∧’包括M×M个小矩阵，且每个小矩阵均为对角矩阵；
步骤2、将∧’分解为沿主对角线准对角矩阵和沿反对角线准对角矩阵的和；
步骤3、将∧’的逆过程转化为对角矩阵或块对角矩阵的求逆从而计算WMMSE；
其中，WMMSE为MMSE方法乘性矩阵，σs为信号能量，Λ包含M×M个N×N对角矩阵，其中M为发射天线数目，N为FFT长度，σn为噪声能量，∧’为过程参数。
采用本发明的多天线复用发射装置，显著的提高了频谱效率，相应的本发明简化了传统均衡方法的大矩阵求逆过程，在不影响系统性能的前提下，充分利用频域信道矩阵的特殊结构，设计出简化的均衡器，使得MMSE均衡中矩阵求逆地算法复杂度从O((MN)3)下降到O(M3N)，在GMC系统中，块长一般为：N＝512或者N＝1024，而发送天线数目一般选择为：M＝2，3，4。简化的均衡器大大地减少了系统的开销。
【附图说明】
图1是本发明的发射装置的结构示意图。
图2是本发明的接收装置的结构示意图。
【具体实施方式】
如图1，本发明中发送装置由串并转换模块，线性变换模块，成形滤波器组，多天线复用发射模块，加循环前缀模块和射频发送模块依次连接而成。
串并转换模块1，其输出端与线性变换模块2相连，用于将已调制的串行符号数据序列变成并行符号数据序列。
线性变换模块2，与串并转换模块1的输出端相连，用于将输入的数据符号进行FFT变换后，映射到多个子带上传输，一方面可以获得频率复用增益，另一方面可以降低发射信号的峰均比。
成形滤波器组3，与线性变换模块的输出端相连，用于将整个信道带宽分割成若干个相互正交(拟正交)的子信道(或子带)，成形滤波器组中每个子滤波器对应一个子信道。这样，经过线性变换所得的并行符号数据块的列向量中的每个元素符号被分别映射到相应的子信道上。
多天线复用发射模块4，与成形滤波器组3的输出端相连，将成形滤波后的信号交替分块到多路上，作为相应多路发射的信道组，本具体实施例中信道可以是2路、3路、4路。
加循环前缀模块5，与多天线复用发射模块4的输出端相连，在信号块之前加上循环前缀，用于消除块间干扰，隔离信道时延扩展的影响，以利于接收机的频域均衡。
射频发送模块6，和加循环前缀模块5的输出端相连，并与发送天线连接，用于将基带信号上变频到射频。经过和射频发送模块和发送天线，发射机输出射频信号。
如图2，本发明的对应的接收装置包括：射频接收模块，同步与信道估计模块，去除循环前缀模块，串并转换模块，频域均衡模块，第一并串转换模块，匹配滤波器组模块，线性逆变换模块和第二并串转换模块。其中所述的频域均衡模块均包括依次连接的：FFT变换模块、线性组合器模块，子信道均衡模块、IFFT变换模块。
射频接收模块11，其与接收天线相连接，用于将无线信道中的信号接收下来，变频到基带进行处理。经过接收天线和射频处理模块，接收机输出基带信号。
同步与信道估计模块12，其与射频接收模块11的输出端相连接，用于完成接收信号的时频同步和信道衰落系数估计。
去除循环前缀模块13，其与射频接收模块11的输出端相连接，用于删除受到符号间干扰的信号循环前缀，消除块间干扰，隔离信道时延扩展的影响，以利于接收机的频域均衡。
串并转换模块14，其与去除循环前缀模块13的输出端相连接，用于将输入的串行数据序列变换成并行的输出数据序列。
频域均衡模块，其与串并转换模块14、同步与信道估计模块12的输出端相连接，其利用估计的信道衰落系数对采样信号进行频域均衡。
第一并串转换模块19，其与频域均衡模的输出端相连接，用于将输入的并行数据序列变换成串行的输出数据序列。
匹配滤波器组110，其与第一并串转换模块19的输出端相连接，用于将串行输入符号序列进行与发射机子带成行滤波组相对应的子带匹配滤波处理，以生成多个子带并行输出的符号数据序列。
线性逆变换模块111，其与匹配滤波器组模块110的输出端相连接，用于将各子带传输的信号恢复到时域去。
第二并串转换模112，其与线性逆变换模块111的输出端相连接，用于将输入的并行数据序列变换成串行的输出数据序列。这样就恢复出了在原始星座点上的串行符号。
所述的频域均衡模块包括依次连接的：
FFT变换模块15，其与串/并转换模块14的输出端相连接，用于将一定长度的接收信号数据块变换到频域，以便于频域均衡消除信道对该数据块的影响；
线性组合器16，用于将多个时间块内接收到的符号进行线性变换，重新组合，利于均衡模块进行简单的线性均衡；
均衡模块17，其与线性组合器模块16的输出端和相连接，用于在频域对信道损伤进行相位和幅度的补偿；
IFFT变换模块18，其与均衡模块17的输出端相连接，用于将已经经过频域均衡的频域子带信号恢复到时域去，以便于进一步处理。
基于上述发射及接收装置，由于数据符号串要经过线性变换和成形滤波器，经过空时处理模块的复信号不再是星座图上的符号，使得在接收端要使用星座点信息的进行检测和均衡方法不可行，即：最大似然(ML)、干扰抵消(SIC)、QR分解等译码方法不可行。而最小均方误差频域均衡(MMSE-FDE)不需要原始星座点的信息，从而成为一种可行的均衡方法，但该均衡方法复杂度高。所以，对应地，本发明还需提供一种简化的频域均衡方法，具体说明如下：
记[σs2ΛΛH+σn2I]-1为Λ’，设
Λ,=Λ11Λ12...Λ1MΛ21Λ22...Λ2M............ΛM1ΛM2...ΛMM.]]>
∧’为过程参数，当M＝2时，
Λ,2=Λ11Λ12Λ21Λ22.]]>
令
A2=Λ1100Λ22,]]>B2=0Λ12Λ210.]]>
则
Λ’2＝A2+B2.
于是
Λ2,-1=(A2+B2)-1=(I2+A2-1B2)-1A2-1]]>
=(I2-A2-1B2)(I2-A2-1B2)-1(I2+A2-1B2)-1A2-1]]>
=(I2-A2-1B2)(I2-(A2-1B2)2)-1A2-1]]>
注意到(I2-(A2-1B2)2)是一对角矩阵，从而求(I2-(A2-1B2)2)-1的复杂度为2N。故总的求Λ2’-1的过程共执行20N次乘法，4N次加法。
当M＝3时，
Λ,3=Λ11Λ12Λ13Λ21Λ22Λ23Λ31Λ32Λ33.]]>
令
A3=Λ11Λ120Λ21Λ22000Λ33,]]>B3=00Λ1300Λ23Λ31Λ320,]]>
则
Λ3＝A3+B3
Λ3,-1=(A3+B3)-1=(I3+A3-1B3)-1A3-1]]>
=(I3-A3-1B3)(I3-A3-1B3)-1(I3+A3-1B3)-1A3-1]]>
=(I3-A3-1B3)(I3-(A3-1B3)2)-1A3-1]]>
注意到(I3-(A3-1B3)2)是一块对角矩阵，从而可用一个Λ2的求逆以及一个对角矩阵的求逆完成(I3-(A3-1B3)2)-1。总的求Λ3-1的过程共执行64N次乘法，17N次加法。
当M＝4时，
Λ,4=Λ11Λ12Λ13Λ14Λ21Λ22Λ23Λ24Λ31Λ32Λ33Λ34Λ41Λ42Λ43Λ44.]]>
令
A4=Λ11Λ1200Λ21Λ220000Λ33Λ3400Λ43Λ44,]]>B4=00ΛΛ13Λ1400Λ23Λ24Λ31Λ3200Λ41Λ4200,]]>
则
Λ4＝A4+B4
Λ4,-1=(A4+B4)-1=(I4+A4-1B4)-1A4-1]]>
=(I4-A4-1B4)(I4-A4-1B4)-1(I4+A4-1B4)-1A4-1]]>
=(I4-A4-1B4)(I4-(A4-1B4)2)-1A4-1]]>
注意到(I4-(A4-1B4)2)是一块对角矩阵，从而可用两个Λ’2的求逆完成(I4-(A4-1B4)2)-1。总的求Λ4’-1的过程共执行152N次乘法，56N次加法。