本发明涉及到一种振荡器，特别是涉及到一种能提供不同频率输出信号的幅度已校准的多相振荡器，还特别涉及到一种电路，该电路用于消除来自振荡器输出信号不同相位的直流控制电压的谐波，以减少这种控制电压内的纹波。 多相振荡器是一种公知技术，特别是使用积分器和可调阻容值的RC振荡器是一种公知技术。这种振荡器一般用于产生用户可以选择和调节的频率信号。
现有技术中的多相振荡器通常包括一种用于产生具有特定频率和特定相位的若干信号的电路。为了校准这些输出信号的幅度，直流控制电压被加到电压控制衰减器或者另外的电压控制幅度调节装置。
为了获得把所产生的已知信号的各个相位组合起来的直流电压，典型的组合是在求和级把不同的相位加起来从而产生一个输出信号。在多相振荡器的现有技术中，不同相位信号的加法处理以及信号产生的其它方面，诸如用于产生适当回路增益地不同方法，一般都会给来自输出信号各个相位的直流控制信号引入谐波失真。
这样，在现有技术中就需要某种方法或装置，用于在通过组合由振荡器产生的可变频率信号的相位所产生的输出直流信号中去减少谐波失真。
用于减少直流信号谐波成分的现有技术是已知的。
在一种这样的技术中，在幅度检测器中使用了一对方波形成电路，利用这种电路，以特定的频率产生余弦方波和正弦方波信号，这些合成的方波信号相加以获得一个恒定的，不含有交流成分的直流电平用以在正交型振荡器的单位增益反馈电路中进行比较。
然而这种从理论上讲是有效的逼近方法实际上是办不到的，乘法器（或方波形成电路）的成本是相当昂贵的，因此，还是以不采用先形成方波然后再相加的逼近方法为好。
因此，在现有技术中需要一种用于减少由振荡器输出信号产生的直流信号的谐波成分的廉价的，容易制造和实用的电路。
在现有技术的另外一种已知的逼近方法是通过双积分RC振荡器产生一信号彼此相隔90°的4个相位组合起来以获得所需要的直流电压。在这种方法中，不使用半波整流器去获得直流控制信号，而是借助包括四个输入二极管的电路使4个相位加起来，该电路所提供的输出其幅度在任何一个瞬间都是4个信号的最大正值。这样，与原来的用于产生控制信号的半波整流技术相比较，上述电路就可以起到减少直流控制信号的谐波成份的作用。然而，虽然在减少控制信号的某些谐波成份方面取得了成功，但该现有技术提供的输出直流信号在低如第4谐波的频率上含有纹波失真。而通过消除低于第4谐波的谐波去减少谐波成份是一个优点，尽管剩余谐波还会在某个电平上附加上大多数精确应用所不能允许的失真。
这样，现有技术未能提供一种经济实用并能成功地消除来自直流控制信号的大量谐波和大大减少信号总的谐波失真以达到高精度操作所能接受的电平的电路。因此就需要一种可以简单而有效地消除大量来自直流控制信号的谐波的电路，并因此而消除来自由振荡器产生的控制信号的相当大量的谐波失真。
特别是需要一个能在来自振荡器的直流信号中减少或消除谐波的实用电路。需要这样一个电路，它能在等于或超过基波形成频率的第4或更高谐波的频率上消除谐波，特别是在直流信号是由N个相位来合成的情况，当N＞2时，它能消除高达第2N谐波的谐波。
因此，本发明的一个目的就是要克服现有技术中存在的困难，提供一个用于在由振荡器输出信号的相位所合成的直流控制信号中有效减少谐波失真的经济的电路。
本发明的一个特殊目的就是要提供一种方案用以减少由双积分振荡器产生一信号的谐波成份。
本发明一个更加具体的目的就是使来自双积分振荡器4相位控制信号中的谐波失真最小化。
本发明的一个附加目的就是从由振荡器输出信号的4个相位所合成的直流信号中消除低于振荡器产生的输出基波频率第8谐波的所有谐波。
本发明的一个更加一般的目的就是当控制信号是由输出信号N个相位合成时，从控制信号中消除所有低于由振荡器所产生输出信号的第2N谐波的谐波。
根据前述目的，提供了一个以予定基波频率产生输出信号的经改进的幅度调节振荡电路。这种振荡器的改进包括一个用于将该振荡器输出信号的N个相位合成为一个直流电压的第一装置，其中N为整数。还包括一个用于从合成直流电压中消除在低于振荡器电路基波频率第2N谐波的频率上的谐波失真的第二装置。
第一装置可以包括N个二极管，每一个二极管都连接成把一个代表输出信号相位移重现电压传递给一个公共点。第二装置可以包括连接到每个二极管的输入电阻，其输入阻抗值基本上可以消除低于第2N谐波的谐波失真。
最好，第二装置也包括一个连接到公共点的输出电阻，输出电阻和输入电阻具有为了基本上消除低于第2N谐波的谐波失真而选择的予定比值。另外，第一装置还包括用于接收来自公共点电压的放大器，该放大器把该电压和一个基准值组合起来产生一个基本上没有低于第2N谐波的谐波失真的电压。
第一装置还可以包括一个乘法器，用来把公共点电压函数的第二电压和到达一个二极管的输入电压相乘从而产生一个和直流控制电压成正比的交流电流。为了提供稳定的振荡，使用该交流电流去调节循环360°范围内的总的相位移。
根据本发明另一方面，还提供了一个能从振荡电压中产生经整流的直流电压，并能大大减少该直流电压中谐波失真的电路。该电路包括用于获得N个信号且每个信号都包括振荡电压不同相位移形式的第一装置和用于把N个信号组合起来用于提供随时间而变化量值的最终经过整流的电压的第二装置，上述量值在任一时间都基本上与该时间N个信号中任一个最大值相等。另外，还提供了第三装置用来在经过整流的电压中大大减少低于振荡电压第2N谐波的谐波失真。
在所述电路中，第二装置最好还包括多个二极管，这些二极管的连接方式使其能接收N个相移信号并能提供公共输出电压。
第三装置包括和多个二极管中的每一个串联的电阻。公共输出电压输出到求和和电阻，求和电阻和串联电阻具有予定的比值，用以使谐波失真最小化。为了消除不需要的谐波，每个二极管的串联电阻可以近似等于求和电阻与2的平方根的乘积。
另一方面，为了考虑导通二极管中任何电压降，每个二极管的串联电阻将比求和电阻大一个系数，该系数是随着公共输出电压的值而变化的。
还根据本发明的另一方面，本发明在多积分振荡电路中提供了一个改进。多积分电路包括至少第一和第二积分器和至少一个反相放大器，每一个都连接成可以提供N个相移信号中的一个信号，其中N是一个整数。N个相位移信号中的每一个信号基本上与振荡电路的输出电压相等。还包括一个N个二极管组合电路，用于N个相移信号进行逻辑加从而提供含有直流成份和至少输出电压的第N和第2N谐波的经整流的输出电压。
对该电路的改进还包括一个电路，通过从经整流的输出电压中消除在第N谐波处具有尖点的第N谐波成份并代之以提供一个含有至少在第2N谐波频率上产生的尖点的成份。为了得到所需要的结果，电路包括与N个二极管中的每一个相的串联阻抗。
最好是N个二极管把经过整流的输出电压提供给求和阻抗。串联阻抗和求和阻抗具有予定的比值从而可以用第2N谐波尖点成份去替换第N谐波尖点成份。
根据本发明所提供的实施例，整数N是4，这样就使用了4相位信号。另外，电路包括有用于提供4相位信号的两个积分器和两个反相放大器的双积分振荡器。此外，串联和求和阻抗被用来提供给4个二极管中每一个的第一电阻和用作第二电阻。
理论上，第一电阻的值等于第二电阻的值与2的平方根相乘。对于使用非理想二极管并且在工作期间二极管产生压降的情况，第一电阻的值至少要等于两倍第二电阻的平方根。特别是，第一电阻的值要大于第二电阻一个系数，该系数取决于经过整流的输出电压的幅度。
通过下面的叙述，其中有简单地利用图解和不限定适于执行本发明的一个最佳模式（和替代实施例）的方法来表示和叙述本发明的实施例，本专业技术领域以内的普通人员可以很容易地明白本发明的其它目的、特性以及优点。通过对本发明技术规范的验证和相同的实践可以看到，本发明还可以具有另外的，不同的实施例，并且它的若干细节能够在各个明显的范围内加以修改，而所有的这一切都不脱离本发明。因此，这里所提供的附图和叙述都只能被认为是性质方面的说明，而不能认为是对本发明的限制。
图1是构成本发明的双积分式振荡电路的示意图;
图2表示了实施本发明图1中振荡电路内的一个细节电路;
图3表示在图1的振荡电路中产生的波形，用以解释实施本发明电路的工作;和
图4表示图1振荡电路的详细电路图。
下面参考图1所示电路，该电路示意性地表示了根据本发明概念的双积分振荡电路。
在该电路中，放大器A1和A2连接成具有可变电容C1和可变电阻R1的反相积分器，用于确定输出电压V0的频率，这是现有技术。每个放大器提供90°相位移和20db/倍频程斜率。电阻R1可以改变以提供在十进制范围内的频率变化，而电容C1可以进行转换以提供5个十进制的频率变化。
放大器A3被连成单位增益反相级用以提供另外180°相位移从而提供循环360°范围内总相位移。由于某种通过下面叙述就可以理解的理由，第4放大器A4加到该电路上用于产生具有270°的第4相位移信号。放大器A4不用于振荡循环中，但却用于提供第4相位移信号，当与在双积分放大器中予期出现的三个信号组合时，该第4相位移信号提供可在本发明电路中使用的4个共同移动了相同相位的信号。
所有的电路均可调节以用于提供在该振荡频率上基本上是共同幅度的输出信号。
在现有技术电路中，通过控制用于电压控制衰减器或类似电路的反馈直流控制电压的幅度来校准输出电压V0或控制幅度。
在前面的电路中，4相位电压信号在包括二极管D1、D2、D3和D4的4个二极管电路中被相加或逻辑组合起来。这些二极管把4个相互移相的信号组合起来并在输出求和电阻R3处提供一个公共输出电压，通过把这个电压直接馈送给这些二极管，可以看到4个相位求和电路的工作情况如同一个数值比较器，类似一个逻辑“或”（OR）电路，在该电路中，在R3两端重新产生4个输入电压值的最高瞬间电压值。
已知从通过使用半波整流而获得的予知电平来减少控制信号的谐波失真的现有技术电路，在现有技术中已经有了在失真回复时间内减少大约25个起伏的电路。然而，为了得到这样一个改进，4个电压被直接提供给4个二极管而不插入任何串联电阻R2。在这样一个电路中，R3两端形成的电压范围可以表示成：
V＝〔1/2+1/15CoS4ω0t-1/63CoS8ω0t+…〕 （1）
根据本发明，失真回复时间被进一步改进为23个起伏系数，如果允许较长的回复时间，那么，还可以进一步减少失真。然而为了使回复时间和失真最佳化，本发明消除了包括在根据现有技术的直流控制信号反馈中的较低序谐波。
以上描述仅仅是说明性的，仅仅指明了图1中双积分、4相位反馈控制电路的工作。如果提供附加相位并把它组合起来去形成直流控制信号，那么合成的直流控制信号的谐波成份还可以进一步减少。
如图1所示，由二极管D1-D4所组合的电压送到R3两端，该电压在反相求和误差积分放大器A5的输入结点处与直流基准电压-Vref相加。在这里测量直流基准和合成的4相位直流控制电压之间的差。图中所示的二极管D5提供二极管D1-D4的接通电压作用的第一级抵消。
为了符合振荡的要求和获得稳定的正弦波振荡，循环相位移可以由乘法器M来改变。乘法器提供一输出交流电流用以在循环达360°值的范围以内去调节总相位移，从而提供稳定的振荡。所获得的电流与放大器5的输出和振荡器中存在的正交信号的积成正比。
如上述等式（1）看到的，现有技术提供了4个相位直流合成器输出的范围，该输出包括所希望的直流值、第4谐波、第8谐波等等。然而在本发明中，通过与二极管串联的电阻R2，可以消除第4谐波，电阻R2的阻值基本相等并且每个电阻R2近似等于R3乘以2的平方根。这样，直流控制电压的最低谐波就是第8谐波。由于电路积分器本身滤掉了较高谐波，所以最低谐波的消除在控制信号的失真，并随后在输出电压V0幅度校准精度内提供了有效地减少。
这样，图1的振荡电路就可以用于产生一个交流信号，该信号可以用于例如对多功能校准器装置进行交流校准。
现在来参看图2，该图详细地表示了含有本发明思想的电路。为了理解操作，其中二极管和电阻的连接顺序被颠倒过来了，然而，顺序的颠倒不影响本发明的执行。消除组合电压第4谐波成份的电路工作可以从下面的解释加以理解，这要依赖于图3所示的波形。
首先应注意到，在基波振荡频率W＝1/（RC）上，积分器A1和A2都具有单位增益，加到二极管D1-D4上的所有4个信号A、B、C和D具有相等的值并相隔90°，如图3的4个曲线所示。鉴于如上所述利用二极管5对二极管压降的抵消，进一步鉴于在求和结点上R3的接法，假设二极管D1-D4是理想的情况下，图2所示电路可以被用于提供电阻R3中的电流I0。
正如从图3中电压曲线所看到的和从4相位求和电路工作方式的知识所了解的，电阻R3两端的输出电压将有助于保证由图3的实线曲线所表示的形状，该实线曲线表示了4个组合电压的最大瞬时值。由此：
VR3＝max（VA，VB，VC，VD） （2）
然而，正如本专业领域以内普通技术人员可以理解的那样，如电阻R3两端电压显著的尖点所表示的，该电压表示了在基波频率第4谐波上的显著变化。
然而鉴于电阻R3在放大器A5的求和结点处实际接地，所以可以理解，即使电压不是由方程（2）所指出的最大电压，也将会有某些电流通过连接到正电压的二极管而流动，这样，电阻R3内的电流I0可以依据在输入端上加到图2内二极管的电压计算成每一个二极管内的电流和。
提供下述考虑用以确定随后在两个点上流经电阻R3的即时电流，该电流代表了图3中实线所表示电压的峰值和尖点。为了直观，考虑两个特殊的时间点0和45°。
在0时间，VA＝Vc＝0，而VB＝-VP和VA＝VP，由此，在0时间，I0完全等于二极管D4中的电流，该电流由下述公式给出：
I0′＝VA/（R2+R3）＝VP/（R2+R3） （3）
在45°时间，VA＝VB＝-VP/2]]>
而VC＝VD＝VP/2]]>
由此，在45°时间，I0等于二极管D3和D4中电流的和，这个电流由下述公式给出：
I0″＝VC/（R3+R2/2）＝2]]>VP/（R2+R3） （4）
为了使电阻R3两端的电压保持别稳定和减少它的谐波失真，本发明提供非零值电阻R2和R3。电路中存在的电阻R2和R3执行一个调节，该调节使得等式（3）和等式（4）中的电流I0′和I0″彼此相等。这样，通过在电阻R3两端电压处于如图3的峰值和尖点所表示的不同极限值时强制使相同的电流流过电阻R3，使得在这两个时间的电阻被强制等于这两个时间的峰值VP。
从等式（3）和（4）看出，如果I0′和I0″相等，那么，
R2＝2]]>R3（5）
因此，对于R2和R3之间特定的比值，在图3波形中予期发生尖点的时间和波形中予期发生峰值的时间，R3两端能够出现相同的电压。
因此，通过使用符合等式（5）的电阻值的电阻R2和R3，电阻R3上实际合成直流电压的波形如图3中标记为E的虚线所示。正如所看到的，在通过使用图2所示电路并以图1所示方式所产生电压中的幅度变化被从图3实线波形的峰值和谷值之间的大的差异中有效地减少了。然而可以看到，在等于基波频率第8谐波而不是第4谐波上还有再生的尖点部分。
这样，本发明已经消除了第4谐波，并引入一个电流，该电流使在它最低谐波上的谐波失真取决于基波的第8谐波。
如果考虑到二极管D1-D4的导通二极管压降，那么就会得到稍微不同的结果。当把这个压降引入到等式（3）和（4）之中时，就会看到，对于0.7伏的二极管压降，在0时间，
I0′＝（VA-0.7）/（R2+R3）
＝（VP-0.7）/（R2+R3） （6）
而在45°时间，I0″由下式给出：
I0″＝（VC-0.7）/（R3+R2/2）
＝（2]]>VP-1.4）/（R2+2R3） （7）
与前面的方法相似，R2和R3两个电阻的存在使得I0′和I0″能够被强制相等。但是在这种情况下，所加电压相位的峰值VP将保持通过使等式（6）和（7）的结果相等而施加的相关系数。如所示例，对于VP＝7.24伏的值，就要产生一个其中R2＝1.843R3的相关结果。虽然这个值与等式（5）的结果不同，但还是可以看到类似的结果适合于这两种情况。
根据本发明，还在4个二极管的串联输入电阻与连接到这些二极管的输出或求和电阻之间提供了一个比值，用来从合成的直流控制信号中消除低于正被它们求和信号的低于第8谐波的所有谐波失真。对于理想的二极管来讲，两电阻值之间的关系是具有固定的比值，该比值取决于在图3曲线中它们相交处的波形幅度。这样，对于组合不同数量的相位信号，R2和R3之间的关系也将是不同的。此外，当考虑到二极管的实际特性时，其关系与理想二极管稍有不同，其比值在某种程度上要取决于正被求和的电压值。
可以进一步看到，示于图1并被用来从基准电压向放大器A5提供负的，与通过电阻R2提供的电流相等的电流的电阻R4，出于为获得前面等式同样的考虑，可以由下列等式来确定：
R4/（R2+R3）＝12/0.9745（7.24-0.7）
＝1.883 （8）
现在来参看图4，它表示了实施图1所示电路的详细电路。图4所示电路包括了图1中的每一部分，并表示了用于电阻R1的在芯片U5和U7中8毕特数字式可变电阻和用于电容C1的集成的可转换的电容器的用法。
二极管CR1、CR2、CR3和CR4提供适当的信号混频用于产生仅具有高于基波信号第8谐波的谐波的合成直流信号。芯片、U16是一个由芯片U18上反相求和误差积分器驱动的乘法器。芯片U4、U14、U15是直流放大器，它们都被用于保持振荡器输出的直流偏移尽可能接近零。在放大器A3，A1和A2输入端上的晶体管Q1，Q2和Q3分别使由放大器引起的偏流对低频的影响最小化。
要注意到，为执行本发明图4所表示的电路，提供了从10HZ到1.2MHZ的工作范围，该电路在低频端最有效，其中在电阻和电容值变化以后，它可以提供相当稳定的低失真。
根据本发明可以看到，其中具有特定阻值的二极管值比较（或逻辑加）电路使得组合一个信号N个相位的结果模拟2N个相位的组合，从而从该组合中消除第N谐波。在彼此间移动了同样相位，并且在电阻R2完全相等的情况，一个信号4个相位的组合表现为在相位间具有45°间隔，并基本上完全消除第4谐波失真的8个相位组合。
数学上的付立叶分析证实了上述结果，其中相同的电阻R2为每一个组合相位提供一个相同的加权。当在已知电路中存在电阻R3但电阻R2＝0时，和当另外的电路使用非零值电阻R2但电阻R3＝0时，该电路把R2和R3的非零值组合起来以获得前面所予料不到的结果，并依据电阻值之间确定适当的比例关系消除较低的谐波。
该电路已经装成并经过测试，所获得的结果验证了上述操作。所构成电路的失真是如此之低，以致于其它的因素，诸如电阻或类似元件的电压系数，都可以被认为是能够获得完全的验证。
通过前面的叙述可以认识到，该电压可以但并不需要由双积分放大器或N/2积分放大电路来产生。这样，由任何振荡器产生的电压可以被用于合成来自振荡器并且减少了谐波成份的直流电压。便利的是，由于多积分振荡器包括其中若干级，每一级提供独立的相位移信号，还由于在本图中所表示的双积分器在+90°，-90°，和180°提供输出电压的3个相位器移形式，该电压可以利用最少的附加电路进行组合以产生直流电压。
根据本发明，通过使用等相移信号，减少合成直流电压的谐波成份是相当容易的。如果把三个信号组合起来，相对的相位移可以是120°，240°和360°（或者0）。为了使用在图1振荡器中可以获得的3个相位移信号，引入了在相位移270°上的第4信号用以获得4个相互间等相移信号。
从上述该装置的理论操作说明，可以进一步看出，在使用了N个相移信号的情况下，这些信号彼此间移位360°/N。
为了表示和叙述的目的提供了前面有关本发明实施例的说明，但由于按照上述技术可以作许多的修改和变化，所以，这种说明并不想把发明限制在所公开的严格的形式上，所选择和叙述的实施例主要是为了解释本发明的原理和它的实际应用，借此使本专业领域以内的技术人员更好地理解本发明的各实施例以及各种变形，这些变形适于经仔细考虑的特殊应用。当依据被合法和正当授权的整个广度受到妨害时，希望本发明的范围由附加的权利要求所限定。