滤波 本发明涉及供电话线使用的滤波装置。
需要这种滤波的一种情况是不对称数字用户线(ADSL)技术的情况。这是以通常为1.5至6兆位/秒的速率通过本地回路线提供宽带数字业务的一种手段；仅沿一个方向(交换机至用户)提供了这种高的传输速率。
为了保持这一计划的吸引力，在普通电话业务(POTS)的顶层多路复用ADSL是重要的。利用已被称为ADSL/POTS分离滤波器的交叠滤波器通过频分来实现这种多路复用。在线路的市话交换机和用户端需要类似的滤波器。原则上可以使用相同的滤波器，但交换机端的要求稍微松一点，所以最佳的设计可以使用略微不同的滤波器。本说明书将注意力集中于具有最富于挑战性的需求的用户端滤波器，但同样的问题两种滤波器都会遇到。
应仔细注意电话传输系统的两个特别的方面。其中之一是由于诸如挂机/摘机转换、环路断续拨号、振铃定调和振铃切断这样地动作所造成的大量瞬态值的产生。这些动作中可能最严重的就是振铃切断，它会产生约100伏的瞬时峰值电压。其次是阻抗平衡的问题。
在英国(与世界上许多其它国家一样)使用非电阻性频率相关阻抗。已有的电话接入网络基础设施主要由具有聚乙烯绝缘层的扭绞双股铜导线构成，从市话交换机通到用户办公室。这种传输线的特性阻抗Zo是：Zo=(R+jωL)/G+jωC]]>其中R、L、G和C是该传输线每单位长度的串联电阻、电感、并联电导和电容，ω是角频率，j2＝-1。
聚乙烯是如此良好的绝缘体，以致于G可被看作为零，而L(通常约为600mH/km)在高达4KHz的电话频率下仍是可忽略的。因此Zo可被近似为Zo≈R+jωC=(1-j)R/ωC]]>
R和C的典型值是170Ω/km和50nF/km，所以在1KHz时Zo约为520-j520欧姆。
在该接入网络中，电话传输是2线双向的，利用电话和交换机中的电桥实现沿两个方向传送的信号的分离。这种情形如图1所图解。在电话1中，麦克风2通过放大器3和阻抗4(Zo欧姆)与平衡-不平衡变压器5连接，并由此与扭绞双股传输线6连接。阻抗4和线路阻抗形成了电桥的一个臂，另一个臂由分别为Zc和Zso的其它阻抗7和8形成。差分放大器9连接在电桥电路的两端，给耳机10提供信号。类似地在交换机处，电桥包括阻抗14、17、18、平衡-不平衡变压器15以及放大器13、19，输入阻抗是Zt，电桥下臂的阻抗是Zb。
显然，为了平衡电话中的电桥和防止用户听见他自己的声音(“侧音”)，导线6必需向电话1呈现Zso的阻抗。对于短导线，Zt必需等于Zso以便实现平衡，同样Zc和Zso必需相等以便在交换机处实现平衡。
对于较长导线，只有Zt＝Zc＝Zo时导线所呈现的阻才保持不变，并因此与导线长度无关地保持两个电桥平衡，理想的情形是Zc＝Zso＝Zt＝Zb＝Zo。
由于各种原因(例如过去的惯例、在各种线对类型之间的折衷和电阻性基准阻抗的便利)，几乎没有什么操作者以这种网络策略为结束。有时Zc和Zt是电阻性的(600、900或者甚至1200欧姆)，而Zb、Zso通过折衷进行选择。在英国，全部四个阻抗都不相同、都是频率相关的并且都可被简单的RC网络精密地逼近。可被作为ADSL/POTS分离滤波器设计基础的、在这四个阻抗之间的良好的折衷由图2给出，在本说明书中它被称为Zm。
本发明提供一通信站，包括：
与具有频率相关特性阻抗的传输路径连接的线路端口；
连接在该线路端口和在较高频带内发送和/或接收信号的装置之间的高通滤波器；
连接在该线路端口和在较低频带内进行通信的电话设备之间的低通滤波器装置；
其中的低通滤波器装置包括无源滤波器和连接在该滤波器和传输路径之间的阻抗变换装置。
该阻抗变换装置对直流和对超过预定振幅的分量基本上是透明的。
在另一个方面中，本发明提供了具有第一和第二端口的阻抗变换器、接收第一端口处的电压的放大器以及一变压器，该变压器将该放大器的输出耦合在该两端口之间，使得第二端口处的电压是第一端口处的电压的预定函数，并且两端口处的电流相同。
在再一个方面中，本发明提供了具有第一和第二端口的阻抗变换器、连接在该两端口之间的变流器以及一放大器，该放大器从该变流器接收电流并作为该接收电流的函数从两端口之一抽出电流或向其输入电流，使得第二端口处的电流是第一端口处电流的预定函数，并且两端口处的电压相同。
现在参看附图举例描述本发明的一些实施例。
图3表示在用户办公室处的分离滤波的基本结构。来自市话交换机(未示出)的钮绞双股线100与线路终点101连接。两个滤波器并行地与该点连接，即通过电话端口103与普通电话104连接的低通滤波器102和连接到ADSL端口106并由此连接到ADSL设备107的高通滤波器105。
这两个滤波器具有不重叠的通带，因此在从电话104至ADSL设备107的路径上，电话的瞬态能量在从直流直到1MHz范围的所有频率上都被衰减。理想的情况是每一滤波器在其通带内基本上是无损耗的，在阻带内有高度的抑制(通常为100dB或更大)。由于它们是并行地连接的，所以这两个滤波器在阻带频率上应具有高阻抗(开路)。(另一种结构是串接，要求在阻带内有低阻抗)。
低通滤波器需要从直流至约4KHz的通带，并且需满足两组特定的要求。首先对从导线100至电话104的振铃和线路功率的传送应是透明的。如上所讨论的，它需要能够无困难地处理高压瞬态现象。(它还应实际上对普通线路系统的操作没有影响，于是要求具有低泄漏和低电容)。其次滤波器的阻抗特性应使得(未改进的)电话和交换机设备的电桥平衡不受影响。理想情况下这意味着该特性阻抗与导线100的特性阻抗即Zm相同。
滤波器的特性阻抗是该滤波器的负载阻抗的使看入到滤波器输入端的阻抗的频率相依性为最小的数值。对于无波纹(即无损耗)滤波器，这与将特定阻抗定义为导致了看入到滤波器输入端(如对于传输线)的阻抗的相同值的负载阻抗一样。
这两种需要是相互矛盾的，因为传送直流的问题和诸如铃流和供电这样的高电压的存在，所以利用有源滤波器是难于满足第一种需求的。因为涉及到高压，所以不希望利用运算放大器电路来处理这些信号。出于安全原因，还需要保持线对的两导线之间以及每条导线和地之间的绝缘隔离，还需要减少与网络测试设备有关的问题，否则网络测试设备可能报告关于导线的故障。因为特别是ADSL信号的失真将严重损害系统性能，所以还需要保持电路方面非常好的线性。
由于无源滤波器具有实的(电阻性)特性阻抗而传输线100的特性阻抗一如前面所讨论的那样一是强烈频率相关的，所以第二种需求不能够利用无源滤波器来得到满足。
图4表示本发明所设想的滤波器装置的一个例子。它包括一无源滤波器200，虽然需要较高阶滤波器(如下面所讨论的那样)来获得先前所讨论的那种抑制电平，但这里所示出的是具有电感器201和电容器202、203的简单的π形滤波器。该无源滤波器为大信号提供了所需的性能，但没有满足阻抗需求。但是，滤波器202的输入端和输出端在内背对背地与一对“广义导抗变换器(GIC)”300、400连接。(为方便起见在此使用了术语“输入端”和“输出端”，但是，滤波器装置当然沿两个方向通过信号)。
GIC是起变换滤波器和与其连接的外部电路之间的阻抗的作用的双端装置。它具有变压器的特性，但不是将阻抗乘以一实乘数而是使阻抗按照任何所需的传递函数h(s)发生变化。
有若干种不同的GIC设计，特别是电压GIC改变两端口之间的电压，不改变电流，而在电流GIC中，情形正好相反。图4所用的GIC300是普通结构的电压GIC，其中的高增益反相放大器301(通过隔直流电容器302和电阻器(值R)303)接收右侧端口的电压。该放大器具有阻抗为R(h(s)－1)的负反馈通道，其输出端通过变压器303连接在左侧和右侧端口之间。
看入到该GIC300左侧端口的阻抗是h(s)乘以看入到滤波器200的左侧端口的阻抗。因此，如果(例如)滤波器200具有特性阻抗Zo＝320Ω并且要与基准阻抗Zm相匹配的话，则必需这样选择h(s)，即使得Zm＝320h(s)。于是h(s)－1＝(Zm－320)/320。参看示出了Zm－320就是并行RC电路的图2，即图4中的反馈阻抗是电阻器304和电容器305。GIC400与GIC300相同。但是这不总是必要的；确实在电话不是很好地与传输线匹配的情形中，可以通过仔细地提供不同的GIC来改善平衡，以便GIC300在电话和滤波器之间提供良好的匹配，GIC400在滤波器和导线之间提供良好的匹配。
可以看出GIC的具有变压器304和隔直电容302的这一特定结构使得直流分量不受其影响；特别是线路功率和铃流能够不受阻碍地传送。大的瞬态现象能够通过，仅造成放大器的饱和(如果需要，可以给放大器的输入端和/或输出端设置箝位二极管)。
在另一种结构中，电流GIC将采用变流器来检测线路电流，(具有所需传递函数的)放大器具有电流(即高阻)输出，以便从导线中抽出相应的电流/将相应的电流驱动到导线。
为清楚起见，图4的滤波器装置是接地基准，但如将简短地描述的那样，能够容易地构成平衡滤波器。但是，首先在图5中示出不平衡7阶无源滤波器以供参考。它是只具有两对传输零点的改进的椭圆函数型滤波器。它具有(带有电容器C5、C7的)电感器L4、L5以及L8，还具有并联电容器C4、C6、C8和C11。注意电感器L8没有并联的电容器来防止在低通滤波器阻带中高通滤波器的装入。
图6表示实际平衡的实施例。再次示出了导线100和线路端口101，还示出了电话端口102、高通滤波器105和ADSL端口106。首先应指出共模滤波扼流圈T2和在电话端口103和低通滤波器102之间的相关电阻器R1A、R1B以及具有电阻器R3A、R3B的第二共模滤波扼流圈T6在滤波方面不起作用(注意这些扼流圈的绕组的定相与低通滤波器102内的其余变压器的定相不相同)。
图5的电容器C4、C6和C8用中央抽头的串联对C4A、C4B等来代替；同样地，C5和C7用电容对C5A、C5B和C7A、C7B来代替。电感器L4、L5的功能由平衡结构的变压器T4、T5来完成。
象前面一样，有两个广义导抗变换器，第一个300通过隔直电容器C2A、C2B从C4A、C4B接收平衡信号。一个信号被具有电阻器R5A、R6的放大器IC1反相，这两个信号通过R5B、R7被求和至第二放大器IC2的输入端，该第二放大器的h(s)－1的负反馈通道由C3、R8和R9提供。变压器303用具有如所示地被定相的三个绕组的变压器T3来代表。GIC400′与GIC300′相同。
电感器L8用两个变压器T8和T9来代表，前一变压器T8具有在GIC之外的并联电阻器R4A、R4B。这可以在GIC之间作为没有电阻的单个变压器，但被放置在外面以便减少由GIC本身所接收的高频ADSL信号的数量。T8、T9、R4A和R4B代表了所需电感的合适的变换形式。电容C11用串联的电容器C11A、C11B来代替(高通滤波器的电容器C10代表在电话频率下的短路电路)。该电容器也在GIC之外。C11也应当正确地进行变换，但由于两个原因而没有这样做。C11也是高通滤波器的一部分，因此不能够无副作用地被变换，但主要的问题是电容器的直接变换需要没有其它有源元件不能够实现的“频率相关负电阻器(FDNR)”。由于这也将容易受到ADSL信号的影响并且将造成线性度和噪声的问题，所以没有这样做。
电阻R2A、R2B(虽然不是图5实验性滤波器的一部分)被用来减振T4和C5的并联谐振。这一减振保证了当滤波器被相反地终接时(包括短路和开路电路)该有源滤波器在阻带内的稳定性。
其它带内损耗源是卷绕元件的电阻和没能提供电容器C11的正确变换。
高通滤波器105共用电容器C11A、C11B并且还具有平衡-不平衡变压器T10，该平衡-不平衡变压器T10还构成了该高通滤波器的第一并联电感器，该高通滤波器另外还包括串联电容器C12、C13以及并联电感器L10、L20。
图7表示电流GIC；在右侧端口处的电流i1被变流器501检测。这一电流被具有电阻R的反馈电阻器503和阻抗R/(h(s)－1)的复负载阻抗504的放大器502变换为(h(s)－1)倍大的电流。通过利用隔直电容器505将放大器502的电源端连接到左侧端口来将所获得的电流i1(h(s)－1)耦合至左侧端口，所以左侧端口处的总电流是i1·h(s)。该放大器的电源端通过扼流圈506被供电。