本发明涉及数字调制信号的解调，特别是对那些通过通道被接收而受到一个或多个诸如衰减、码间干涉、频率误差和失真等因素损害的数字调制信号来说可以暂时地恒定或随时间而变化。 当数字-数据-调制信号横越-例如天波无线电通道或移动无线电话系统这种快速衰减通讯通道而传送时，有时用来对付这种变化的通道的一种技术是在适当的频率间隔内在被传送的信号中包含一被予置的数据码位图形。这种在一接收机中使用的已知码位图形是由一通道均衡器去使一解调器适应于该通道的特性。这种过程称之为“训练”均衡器（这种过程有时称之为予置均衡器），并且如同“训练”图形一样该被予置码位图形是已知的。该训练过程还可包括与一个或多个该训练图形的位移相关的被接收信号去确定该通道的脉冲响应的相应点数（相位和幅度）。
实现该通道的线性、有限的-脉冲-响应模式（“FIR”）而被典型使用的均衡器是一横向滤波器或一具有加到抽头输出的复合乘法加权地抽头延迟线。对于每个可被包括在该通道的脉冲响应时间范围内的可能的数据码位图形，该加权输出被求和以予示将被下一个数据码位接收的信号波形。该被予示的波形与实际所接收的波形进行比较，并对其进行“表决”并将每个“正确”的数据码位图形（即，被接收图形）的概率进行累加。每个“表决”是基于在被予示波形和被接收波形之间匹配的准确度而做出的。可包含在该通道的脉冲响应时间范围之内的数据码位图形响应于该系统的“状态”。这种均衡器在F.Stremler的通信系统的入门pp 544-551，Addisom-Wesley publishing Co.，Inc（1982）的一书中已有描述，并还被称之为“Viterbi”均衡器。
加到延迟线抽头输出的加权是系数C1，C2，C3，……，在公式：
Si＝C1Di+C2Di-1+C3Di-2+…… 中
其中Si是对于数据码位图形顺序Di，Di-1，Di-2，……的予示信号。该系数通常从已知训练图形来计算。在用二进制数据码位（即1和0）进行信号传输的情况下，必须计算的被予示的信号数是2n，其中n-1是每个数据码位图形D中的毕特数。当然三进制和四进制数据码位也可使用。
对于从被接收信号中最佳地更新该通道模式的方法例如已在1990年9月10日申请的申请号为90850301.4的欧洲专利中已披露的方法以及对于每个Viterbi状态保持一分离的通道模式的方法已是公知的方法。当选择该状态的一个状态作为一个新状态的最好的前趋时，相应于这个状态的通道模式被更新并变为用于该新状态的通道模式。在这种方式中，确保了一直到那个时间该通道模式总是从被接收的最好的解调数据顺序中得出。
该公知的Viterbi均衡器包括有如下步骤：（1）对于该通道的一个有限脉冲响应（FIR）模式确定抽头系数;（2）对于假定可保持该通道模式的脉冲响应持续时间之内的所有可能的数据顺序予示基于被确定的抽头系数所接收的该信号数值;（3）对每个被假定的值与实际所接收的信号值进行比较并且计算该失配度（通常由该接收值和假设值之差的平方来计算）;（4）对于每个假定的码位顺序，将该被计算的失配加到与称之为“状态”的假定的码位顺序一致的前趋顺序的累积失配上（该累积失配值称为“通道量度”）;和（5）选择可以转变到新的假定状态的可能的前趋顺序的“最佳”，即，选择对于新的状态给出最低通道量度的前趋顺序。因而，该通道量度可以被认为是表明假定码位顺序和实际被接收信号之间相互关系的程度的信任系数。
将会看到，该Viterbi均衡器是一种解码或解调该被接收数据码位流的顺序最大相似序列（“SMLS”）类型的估算器。SMLS估算器和其它的解码方法在Clark和Cain的用于数字通信的编码的误差校正，Plenum press（1981）一文中有所披露。
图2示出了在一具有16个状态的Viterbi均衡器中的数据结构和流程图，予示的信号值是假定取决于四个前面的二进制码位（毕特）加一个新毕特。对于这个例子的通道脉冲响应长度，因此是5个码位，比该最短的信号通道来看该最后的回波可被延迟四个码位。
参见图1，一个Viterbi处理周期假设由真实的状态0000的假定的码位变化过程开始，并传送一个新毕特‘0’。因此，利用该通道模型（40），信号值将是所予示的5毕特00000。在比较器（50）中予示的信号实际被接收信号值进行比较产生一个失配数值在加法器（51）中这个失配数值与前面的状态0000通道量度相加而产生一个对于新的0000状态的候选量度。
然而，对于新的状态0000的新的通道量度的另一候选可由触。此外，这一概念与专家的观点相差甚远，据此，鉴于存在高速旋转运动，所述滚珠最好具有最大程度的自由运动，以便不必在滚珠与轴承罩之间设置附加的连接件（摩擦式）。在这方面，滚珠/平面型点接触可能是最好的。
与已往的观念（减少滚珠与轴承罩壁面之间的接触）相反，本申请人业已发现，如果对滚珠作良好的润滑，那么，滚珠/轴承罩在一段圆弧上而不是在一点上的接触会导致完全不同的效果，此效果比先有技术中滚珠/轴承罩在一点上的接触所得到的效果要好得多。
图1显示了依照先有技术（美国专利第4373366号的图2，其标号已作了修改，以便与本申请的标号相一致）的用于给所要开槽的导管2开槽的装置1。这种装置从上游到下游（见轴线3上的箭头方向）以与导管的轴线3同轴的方式包括：
＊ 一夹持模4，此夹持模夹持着浮置式卡盘5;
＊ 一开槽件7，此开槽件包括一带有滚珠9的旋转轴承罩8，所述滚珠将要开槽的导管挤压在一带槽卡盘6上，而此带槽卡盘则用连杆24固定在距浮置式卡盘5的恒定距离处，上述旋转轴承罩与轴20成整体，轴20则靠滚珠轴承（无标号）固定在适当位置上并通过位于开槽件7下游部分处的滑轮（无标号）而旋转;
＊ 一位于上述开槽件下游处的成形压模10。
图2a及2b沿轴向断面显示了本发明之旋转轴承罩8。在图2a中，轴承罩8是和夹持模4及开槽卡盘6一道显示的。图2b显示了较先的毕特在该变化过程存贮器中有集中为相同数值的倾向，在这一点上这个毕特可被提取作为最后的明显的判定并且该变化过程存贮器被缩短1毕特。切断变化过程存贮器增长的其它方法对该技术领域是已知的，例如从具有最低通道量度的状态减少最先的毕特。
将会了解到，该Viterbi均衡器能识别某些数据码位图形的顺序，并且因此某些不正确的所予示的波形的顺序被识别。例如，在一个时刻（即，一个毕特期间）该通道传送二进制数据码位图形10010的予示和在下一时刻（即，下一个毕特期间）该通道传送二进制数据码位图形11001的予示是矛盾的，这是因为图形10010后面只能是00100或00101（假定在通过该通道时是左位移的）。在这种条件下，00100和00101图形的每一个只能有10010或00010作为前趋。因而转移规则的置位迫使该表决的数量对每个予示波形的顺序可顺序地累积。
将会了解到，这种已有的解调器工作在该被接收信号仅在前向方向上：对于仍在被接收的数据码位，一被接收的训练图形被用于呈现被予示的波形。如果由于严重的通道衰减、码间干涉、频率误差等原因而使该训练图形丢失或严重失真，那么在它们能准确地解调之前，这种前向解调器必须等待直至下一个训练图形被成功地接收。结果，在两个训练图形之间的插入期间数据的传送可能会丢失。
本发明提供一种针对不仅由来自一个接收的训练图形的前向而也由来自下一个接收的训练图形的反向对该插入的数据进行解调使得所插入数据的丢失为最小的方法和装置。一般来说，由存贮一被接收信号码位的顺序、时间一颠倒该存贮的顺序和分别估算被存贮和被时间一颠倒的顺序的前向和反向解调的品质系数来完成，以确定有多少数据码位将由前向解调来解码和有多少数据码位将由反向解调来解码。
结合附图阅读下面的详细的说明书就会对本发明的特征和优点有清楚地了解，在该附图中;
图1的图示表明了可以用来实现一解调器的最大可能性的算法;
图2A示出了用来根据本发明处理的一信号的一部分的格式;
图2B示出了在一数字单元的电话系统中被传送的一信号的一部分的格式;
图3A示出了用来解调被传送的数据码位的一种装置;
图3B示出了在一数字单元电话系统中的一解调器的方框图;
图4说明了对于4状态自适应顺序的最大可能顺序估计量的存贮器值的一种结构。
图2A示出了可按照本发明的方法和装置处理的一个数据调制信号的部分10的格式。该部分10包括：一个多元第一予置数据码位11，该数据码位对一接收机是予先已知的并且是在一个第一多元未知数据码位12的前面;一个多元第二予置数据码位13，该数据码位13对该接收机是予先已知的并且是在一个第二多元未知数据码位14的前面;和一个多元第三予置数据码位15，该数据码位15对该接收机是已知的。应指出的是，用于图解功能的部分10仅是该通信信号的一小部分。在一时间多路传输通信系统中，数据码位12可予期地由使用数据码位11作为它的均衡器训练图的第一接收机接收，而数据码位14可予期地由使用数据码位13作为它的均衡器训练图的第二接收机
间的所谓“低的”切线连接部分15b，而连接部分15b则和轴线3形成介于45°与90°之间、最好是介于70°与90°之间的角。这种类型的连接部分会在滚珠9与支承部件11之间形成一个位于滚珠下游基底处的楔形空间，此空间便于导管21所传导的润滑剂25流向滚珠的下游基底18。
依照本发明，圆弧13具有在40°至90°之间的跨度（角α），选择角α的等分线与上述轴线所形成的角度（角β），以使之与滚珠在导管2的给定位移速度及旋转轴承罩8的给定旋转速度下与支承部件11的合力基本相适应。事实上，重要的是，基本上是滚珠与支承部件11内表面之间的接触曲线的圆弧13，不能太小，否则会遇到先有技术的问题（划伤轴承罩、快速磨损等），但也不能太大，这样会导致过量引导滚珠（在角γ大于180°时降低了径向方向上的自由度，在角γ′小于90°时降低了轴向方向上的自由度）。
事实上，依照本发明，所述滚珠最好具有轴向方向上的自由度，这就是为什么与支承部件11相连接的档板12会使滚珠9作一般为几个毫米的轴向运动的原因。
与此相似，业已发现，所述滚珠从没有径向方向的机械连接部分这个意义上说最好具有完全的自由，尽管在角γ＞180°时（角γ及γ′＝所述圆弧的角坐标-见图4b）情况并不如此。事实上，如果象使用滚珠轴承罩的情况那样，所述轴承罩的内部轮廓在机械上限制了滚珠的自由度，那么，就会有不好的结果（快速磨损）。
被存贮的信号采样按正常的时序（即，予置数据码位11接着是未知数据码位12）而从该存贮器104被首先调出。如上所述，viterbi解调器108使用已知码位11去予示未知码位12该被接收的信号采样值的各个可能的顺序。比较器110将实际所接收的信号采样值的顺序与所予示的信号采样值的顺序进行比较，并确定给出最佳匹配（即，最低累积通道量度）的予示顺序。
控制器106按相反的时序从该存贮器104调出被接收信号采样，即先是予置码位13（被反向）接着是未知数据码位12（被反向），并且反向的信号采样被馈送至Viterbi解码器108。该Viterbi解调器108和比较器110按处理正向信号采样的相同方式处理该反向信号采样。因而，予置码位13的反时顺序被用于予示未知数据码位12的每个可能的反时顺序的所期望的信号采样值，并且确定予示给出的最佳匹配（最低累积通道量度）。
比较器110对正向和反向解调的最佳匹配通道量度进行比较，并且被预予示的相应于较低的最佳匹配量度的数据码位顺序被选为未知数据码位图形12的解调。将会了解到，这里所述的操作可借助于一信号处理器就可方便地进行，所述的信号处理器包括用来保存信号采样和中间计算结果的一随机存取存贮器;一个能够执行“加”、“减”和“乘”操作的算术和逻辑单元（ALU）;和一个与一控制器在一起的保存用于ALU指令表的程序存贮器，该控制器可在依从于诸如“减”的一个算术操作的结果的该表的范围内将指令从一处转移到另一处执行指令，该信号处理器可实现幅度比较。例如，一个合适的信号处理器是TEXAS INSTRUMENTS TM320C50。
如上所述由于使用了上述的第二予置码位顺序或训练图形，双向解调极有助于抵制该予置码位顺序的丢失（即，由于通道衰减引起的损失）。例如，在一个该校正的通道模式目前是建立在被接收信号（即，该均衡器是自适应的）上的常规解调器中，在一个予置信号顺序的附近所出现的深度衰减所导致误差的产生。相反，本发明的解调器将不会受影响：如果训练图形11比训练图形13更接近于出现的衰减，则比起正向解调来说反向解调对于一较长的数据码位的顺序将更为成功（为了反向解调产生一个较低的累积通道量度），并且将由处理器110进行选择。因而，目前的双向解调器选择出成功地被解调码位的较大的运行长度的解调方向。
这个合乎要求的趋向在本发明的第二个观点中被采用，在其中两部分通道量度是由前向解调的所接收的未知数据码位12的一半和反向解调的所接收的未知数据码位12的另一半来确定的。由前向和后向解调的所有码位12所确定的每个最佳匹配通道量度然后与该两个部分的通道量度之和进行比较，相应于三个通道量度的该最佳量度的被予示的数据码位顺序被选出并作为该未知数据码位图形的解调而输出。前文中要求一个被忽略的附加处理的数值，而所给的附加处理强烈地抑制了在该未知数据位顺序的中心附近所出现的深度衰减。
在本发明的另一观点中，还使用了对每个码位解码之后在每个方向上被导出的部分通道量度。用fn表示在正向方向上由解码的码位数n所确定的最佳通道量度和用bn表示在反方向上的相应的最佳通道量度（该f0和b0的初始值为0），则每对部分量度之和为f0+bn，f1+b（n-1），f2+b（n-2）′……，f（n-1）+b1，fn+b0。应指出的是，最低的一对和表示从正向解调到反向解调的最佳转换点。例如，如果最低一对和是fk+b（n-k），则该未知数据码位的最佳解调包括有由正向解调所确定的码位1到K和由反向解调所确定的码位（k+1）到n。
将会了解到，上述的两路解调实质上包含了常规的一路解调的双倍工作。如下面所述的本发明的另外的方法避免了处理工作的明显增加。
在第一种被称之为衰减位置估算的这样的方法中，被置于所接收信号采样中的具有最低接收能量的区域被存贮在存贮器104中。例如，该区域可以由该窗口通过被存贮的采样阵列而移动时计算在一所移动窗口内的少数的数据码位宽度的信号采样的平均能量而被设置;该最小平均能量值是与该最深度衰减位置等同的。作为另一种方案，可以确定在少数码位宽度移动窗口中的最大信号采样值，并且这些最大值的最小数被置位并与最深度衰减位置等同。
将会了解到，在一个通过被接收信号采样阵列而移动的窗口中确定该最小平均能量或最大采样值比解调该信号采样需要少得多的处理工作。一旦该最深度衰减被判定，则或者仅前向解调被利用（即，当该最深度衰减出现在第二予置码位13时），或者仅反向解调被利用（即，当该最深度衰减出现在第一予置码位11时），或者达到最深度衰减位置的码位的前向解调和返回到最深度衰减位置的反向解调被利用。
避免双倍解调工作的第二种方法是并行地起动正向和反向解调，但如下所述那样，用适应该解调速率又相对增大了Viterbi通道量度。被接收的信号采样被存贮，并且对于两个解调方向的通道量度被初始化为0;最初所接收的被存贮的采样是正向解调而最后所接收的被存贮的采样是反向解调。然后对正向和反向解调的最佳通道量度进行比较，基于这种情况产生最佳（最低）通道量度值，然后第二个或下一个到最后的码位被解调，也就是前向或反向解调被扩展。一码位接一码位地连续处理直至前向和反向解调相遇。这样，在给定的较低通道量度值增长的方向上，即“最好”方向上，更多的码位被解码。
将会了解到，上述方法可使用比多级Viterbi均衡器较简单的解调器。例如，一码位接一码位的解调器还产生可由将一个解调器简化为一信号级所构成的通道量度。这样一种被简化的Viterbi解调器将每一个被接收信号码位与相应于一数据码位可具有的所有数值的参考信号值进行比较，以决定哪个参考值（以及因此哪个数据码位）的被接收信号是最接近的匹配，并累积该剩余失配作为一累积品质测量或通道量度。
前述的各个方法可以使用诸如在其中数据是在两个信号采样之间变化中被编码的最小位移键控（“MSK”）、4-MSK，或DQPSK的差分编码调制器，或可使用诸如在其中数据是在两个信号采样有绝对值中被编码的PSK或QPSK的相干调制器。对于差分调制器，该前向和反向解调码位顺序表示可由相邻值比较而确定该变化而差分解码的绝对值以及这种传送的数据。
本发明的一个重要的应用是接收由符合于CTIA标准IS54的数字单元无线电话站传送的π/4-DQPSK信号。该被传送的数据的格式如图2B中所示。用于同步或训练的具有14个予置码位的一个组16位于各自产生两毕特数据的未知四进制数据码位的一个组17的前面。该组17包括有两个具有6个和64个码位的子组并位于通常称之为CDVCC的具有6个予置码位的另一组18的前面。组16-18之后接有各自产生两毕特数据的未知四进制数据码位的另一组19和另一个具有14个予置码位的组20。组19包括有含有65和6个码位的两个子组。应注意的是，当在该正向和反向时间方向上观察时，这个格式是对称的。
根据本发明的另一构思，一个4态自适应顺序最大可能顺序估算（“SMLSE”）算法最好使用在用于被接收的信号具有如图2B所示的格式的解调器108中。存贮在存贮器104中的数值的结构如图4所示，并且这个存贮结构被用于前向和反向两个解调方向。
根据本发明的一个构思，一个新的特征被加入该Viterbi结构以简化执行过程：目前状态通道量度值与软码位值一起被记录在一码位顺序变化过程存贮阵列中。从保存原有状态到后面状态的变化过程的存贮确保了相应于原有码位顺序的部分通道码位值的表是可使用的。为了降低存贮的要求，该码位变化过程不需要被解调的码位顺序的完整的长度，而可被截断成若干被称为“判定滞后”的码位;在一个最佳执行中，该判定滞后是16个码位。
在每个状态中，每当最归的码位和它相应部分的通道量度值是相同时，则自动地发生截断。另外，该码位变化过程利用删除最归的码位和它的部分的通道量度值而被截断，来自具有最低通道量度值的现行状态的值被存贮在“判定值”存贮阵列中。上述的与具有最低的最后通道量度值的该状态的码位变化过程相关联的该“判定值”存贮器阵列的最后内容给出了被解调的码位顺序和相关部分的通道量度值，这些值相应于如上所述的f0，f1，……，fn和b0，b1，……bn。
图3B示出了一用于实现上述构思的装置200。一个适应于输入信号的所期望类型的接收器202（即，一被调到该正确频率的无线电接收机）适于在输入信号被一适当的模拟-数字（“A-D”）转换器转换成复合向量分量之前放大和滤波一个输入信号。在一数字单元无线系统中，该典型的A-D转换器在每个码位期间内对该输入信号采样8次，但对于在每个方向上的解调数据仅仅需要这些“采样相位”中的一个。该数字化的被接收信号采样被收集在存贮器204中，并以如上所述的前向和反向时间顺序由一个自适应SMLSE解调器208来读取。
虽然对解调该数据仅需该8个采样相位中的一个，但在该自适应SMLSE处理器的初始训练处理期间去确定最佳采样相位是最有利的，该确定包括相关的被予置码位顺序的移位的每个数（即，2）和8个采样相位中的每个。给出二个已知码位图形的连续移位之和的最高的总的相应能量的相位被认为是最佳采样相位。该计算的执行如下所述。
如果所接收的复合信号采样由Z0，Z1，Z2，Z3，Z4……表示和被予置的码位由S0，S1，S2，S3……LL来表示，则确定最佳采样相位的过程包括如下的计算，用于i＝1，1，……，7，其相互关系为：
C0 i=Σj = 0L - 1SjZ*i+ B j]]>
C1 i=Σj = 0L - 1Sj + 1Z*i+ B j]]>
C2 i=Σj = 0L - 1Sj + 2Z*i+ B j]]>
和：
Ei＝C＊0iC0i+C＊1iC1i
Ei+8＝C＊1iC1i+C＊2iC2i
通过选择最大的相关能量Ei，各个i值表示在该自适应SMLSE处理器中所使用的最佳采样相位。将会看到，上述处理表明该最大相关通过一个二码位窗口。该最大相关地址被送到一控制处理器206，在该窗口的中心为了进一步将数据块保持在最佳采样点该控制处理器206可调节该接收机的采样定时。这就要由该被接收信号的接收机提供长期的同步和跟踪。
最佳实施是使用予置码位的组16实现码位组17的整个正向解调，和利用已知的6码位CDVCC组18实现组17的整个反向解调。由于组16（和组20）的14码位长度和二个相关数移位利用，对于组17的正向解调（和未知码位组19的反向解调）该相关数的长度L为12。
对于差分调制，因为予置的CDVCC码位的数仅仅是6个，而导致所涉及7个相干地有关的信号采样，对于组17的反向解调（和对于组19的正向解调）该相关数的长度L仅为6。这些相关数是从上面的对于C0i，C1i，L＝6的表达式和对i＝0，1，……，15的Ei来确定的。（对于使用一个二码位窗口来说，长度为6的相关数太短了。）在选择最长Eis时，各自的值表明了对于反向解调该数据码位组17和前向解调该数据码位组19的最佳码位相位。
如上所述，该正向和反向解调的结果被从该SMLSE处理器208送到处理器210以便暂时存贮起来，并且对两个方向上的部分通道量度值进行比较以便为了输出而选择适合于前向解调码的位的所确定的最佳点;输出码位的均衡是输出码位的反向解调。对于数据码位组17和19，部分通道量度值比较和码位选择过程是单独执行的。
该自适应SMLSE处理器200的某些详细操作归结于下面所述的π/4-DQPSK的差分解码。当该四个状态中的一个作为对一新状态的可能的原有状态而被估算时，由所要求的状态转变而表示的差分码位被计算。例如，从原有状态00转变为后继状态00意味着差分码位00（因为00+00＝00mod2），从11转变为10意味着一差分码位01（因为11+01＝10mod2），等等。被产生的用于差分码位的两个组元比特的软信息，作为原存下来的通道量度和用它的含有依次翻转的差分码位的各个比特传输的通道量度之间的差别，并且和差分码位比特对的信号相一致的这个差别被写入该码位变化过程中这些软信息值可以随后使用在错误-校正的解码过程中（例如一个软信息判定）Viterbi卷积解码器中用作子序列。
当然，如上所述的，这就是尽可能包括特殊形式的本发明而不脱离本发明的精种。上面的实施例仅仅是说明性的，并没有考虑限制用任何方法。本发明的范围由附加的权利要求而不是前面的描述给出，并且所有落入该权利要求范围内的改型和等效均被认为包含在该权利要求之中。