高效的倍压器 本发明涉及与晶体振荡器结合使用的高效倍压器电路，具体涉及低功率温度补偿的晶体振荡器。
倍压器通常应用在许多各种各样的电路中，用以将电压电平增加到从电源电压可供应用的电压之上。然而，许多已知的常规的倍压器设计在其功率利用或功率传递方面效率不高。
以前业己采用的一种倍压方法是级联电容—二极管级。这些设计效率不高，因为在电压与电流之间产生相位偏移，故降低了可应用的最大功率。此外，在二极管上的电压降进一步降低了可应用的功率。
另一种倍压的方法涉及使用场效应晶体管开关。虽然这种设计中减小了电压与电流之间的相位差，但需要附加的开关支持电路，以在开关信号的电压转换期间降低无效电流损耗。这种支持电路要抽取本身功率，这与其降低电流泄漏的目的相抵触。
据此，现在需要一种高效的、能在最大的输出电压时提供大的输出电流的倍压器。现在还需要一种高效的、消耗极小的过量电流并能以最少地元件数量来实现的倍压器。
利用应互补的开关晶体管对来降低无效的电流损耗并提供出增高的功率传递效率来使倍压器电流泄漏最小化，这在本技术领域中也被认为是一种改进。
利用最少的元件数量来提供倍压作用以减少电路电流泄漏的同时、以最大输出电压来传递高输出的驱动电流，这在本技术领域中也被认为是一种改进。
图1示出按照本发明的一种高效倍压器电路；
图2示出按照本发明的高效倍压器电路的另一个实施例；
图3示出按照本发明的高效倍压器电路的一个优选实施例。
图1至图3中，示出一种高效倍压器电路10。按照简单的形式，高效倍压器电路10可包含以下结构。第一，它包含一个N沟道晶体管12和一个P沟道晶体管14，这两者组成一个互补开关对16，提供高效倍压器电路10的开关作用。第二，设有一个反相电路18，它具有一个反相器输入端36和一个反相器输出端32。更具体地说，该反相电路18可利用一个N沟道反相晶体管20和一个P沟道倒相晶体管22。该反相器输入端36由一个输入信号26(如波形所示)驱动。第三，设有一个耦合电容器24，它将输入信号26交流耦合到互补开关对16的公共栅极连接28上。第四，设有一个电荷泵电容器30，用以连接反相器输出端32和互补开关对16的共源极连接34。
高效倍压器电路10以最少的元件数量提供低的电流泄漏和高的功率转换效率。这是通过利用互补开关对16和反相器18的独特组合而实现的，它们可由单一输入信号26进行基本上同时的转换。
在一个如图3所示的优选实施例中，高效倍压器电路10具有一个直流偏置电路102和一个充电电路106。前者一开始将耦合电容器24充电到一个直流偏置电平上，并在此后的稳态情况下对呈现在共栅极连接28上的泄漏电流进行补偿，要不然泄漏电流会耗尽耦合电容器24来的电荷；后者容许应用低电压、高电流输出装置。当将它用于一个优选的集成电路(IC)形式中时，这种配置结构可利用最少量的集成电路面积而获得最大的输出功率。它还有一个优点是能提供一个阻塞电路108，当该高效倍压器电路10空载时可阻塞输入信号26。
参看图1，当反相器输入36受输入信号26的控制而改变状态时，反相器输出32使电荷泵电容器30的第一端38在电源电压之间转换。当公共栅极连接线28受开关波形62的驱动而改变状态时，互补开关对16被用来使电荷泵电容器30的第二端40在电源端42与输出节点44之间转换连接。
为了使输出节点44上的输出电压最大化而同时消耗最小的过量电流，耦合电容器24被用来驱动互补开关对16的公共栅极连接线28。这种特定的配置结构有利于允许四个晶体管12、14、20、22在输入信号26的电压正跳变沿46或电压负跳变沿48上，基本上同时地转换。此外，通过提供输入信号26(它的开关速度与四个晶体管12、14、20、22的固有延时相适应)，使全部四个晶体管12、14、20、22可同时地转换，而不产生任何有害的重叠时间段，而在有害的重叠时间段期间，晶体管12、14、20、22中任何两个或多个会无效地传导电流。
换言之，输入信号26跳变比四个晶体管12、14、20、22的开关延时时间同样地快或更快些，以便基本上防止互补开关对16或反相电路18在任何具体的时间段内不致无效地导通。上述的配置的优点是，在高效倍压器路10中基本上防止了电流泄漏。
稳态工作期间，虽然P沟道晶体管14的本体(body)没有外部连接，但借助于P沟道晶体管14的P型漏极与n型本体之间存在的一个固有二极管，将被驱动到大约电源电压的两倍。
输入信号26的电压正跳变沿46或电压负跳变沿48只需跳变一个足够的电压幅度范围，在需要时能使四个晶体管12、14、20、22的每一个导通或截止。在优选实施例中，输入信号26的电压摆幅基本上在零伏与图中标号42处所示的正电源电压VDD之间的范围内。上述配置的优点是，产生大输出电流是依靠每个晶体管12、14、20、22在导通时驱动它们的栅极显著地到其阈值电压以外而产生的。
高效倍压器电路10的工作有两个阶段，即充电阶段和放电阶段。充电阶段开始于输入信号26的电压正跳变沿时。在此时刻，反相器18将电荷泵电容器30的第一端38经过N沟道反相器晶体管20连接到负电源电压或者地电位50上。与此同时，一个电压正跳变沿64施加到互补开关对16的共栅极连接28上。这使N沟道晶体管12导通，因而从正电源电压42到电荷泵电容器30的第二端40传递一个充电电流52。于是，电荷泵电容器30的第二端40的电平约为正电源电压的42的电平。
放电阶段开始于输入信号26的电压负跳变沿时。在此时刻，反相器18将电荷泵电容器30的第一端38经过P沟道反相器晶体管22连接到正电源电压42。这有效地将电荷泵电容器30的第二端40升高到大约二倍的正电源电压42的值。在基本上相同的时刻，一个电压负跳变沿66施加到互补开关对16的公共栅极连接线28上。这使P沟道晶体管14导通，生成一个放电通路56从电荷泵电容器30的第二端40到输出节点44，有效地对输出节点44提供二倍的电源电压42。
在优选实施例中，开关波形62的电压摆幅基本上在图中标号42处所示的正电源电压VDD与该电压值的二倍值之间。
接着，充电阶段和放电阶段不断地重复，约为二倍的电源电压42的一个基本上恒定的电压值在输出节点44上产生了。
本发明的优点是借助于将开关元件的数量减至最少程度来减少电流泄漏。与此同时，大的输出电流在最大电压值时产生。这种配置结构提供一种高效倍压器10。
在图1的实施例中，一个DC偏置电路以二极管连接装置58的形式连接到互补开关对16的公共栅极连接28上。这个二极管连接装置58对于施加到互补开关对16上的开关波形62建立起一个合适的直流偏置电平。更具体地说，二极管连接装置58可以是二极管连接的P沟道供电晶体管60的形式。
放电阶段开始于输入信号26的电压负跳变沿处，接着，通过耦合电容器24产生开关波形62的电压负跳变沿66。开关波形62的电压负跳变沿66使二极管连接的P沟道晶体管60导通，在耦合电容器24上产生一个直接偏置电平。在稳定状态下，耦合电容器24上的直流偏置电平将趋近电源电压42的电平。一旦耦合电容器42充电到约为电源电压42的电平时，P沟道供电晶体管60才被利用，随即补充因公共栅极连接线28上的泄漏电流到所造成的电荷丢失。按照上述，对于P沟道供电晶体管60来说，通常可以采用小尺寸(小物理体积)的器件。
0在图2所示的另一个实施例中，一个N沟道供电晶体管70连接到互补开关对16的共栅极连接28上，提供直流偏置。在图2中，N沟道供电晶体管70的栅极72由互补开关对16的共源极连接34进行控制。只要充电和放电循环持续进行，N沟道供电晶体管70就通过其栅极72被切换于导通状态，提供直流偏置以补充共栅极连接28上损失的电荷。
与图1所示的实施例不同，图2中施加到该N沟道供电晶体管70的栅极72上的信号被延时了一个栅极延时量。在优选实施例中，采用了最小尺寸的N沟道供电晶体管70，来防止耦合电容器24不致在输入信号26的电压正跳变沿46上显著地放电。
图3示出一个高效倍压器电路100的优选实施例。与图2所示的实施例不同在于，图3的N沟道供电晶体管70的栅极72受直流偏置电路102控制。直流偏置电路102包含一个辅助的N沟道供电晶体管110、一个电荷泵偏置电容器112和一个第二反相电路114。这些附加的部件重复图1中高效倍压器电路10内N沟道晶体管12、电荷泵电容器30和反相器18的功能。
直流偏置电路102在重的电流负载情况下使用，这种情况下，在放电阶段期间，互补开关对16的共源极连接34可能不到达电源电压42的二倍。在上述情况下，实际上无载的电荷泵偏置电容器112被用来在N沟道供电晶体管70的栅极上产生出大约二倍电源电压的电压值。上述的配置可以在放电阶段期间提供N沟道供电晶体管70导通。
当第二反相器输入118通过输入信号26改变状态时，第二反相器输出116使电荷泵偏置电容器112的第一端120在电源电压VDD与地之间转换。
N沟道供电晶体管110连接在电荷泵偏置电容器112的第二端122与对电荷泵偏置电容器112补充电荷的正电源电压VDD之间。耦合电容器24被用来借助于开关波形62的每一个电压正跳变沿64，使辅助的N沟道供电晶体管110导通，当电荷泵偏置电容器112充电时，施加在输入节点68上的每个电压负跳变沿48通过电荷泵偏置电容器112的第二端122与N沟道供电晶体管70的栅极72之间的连接随之使N沟道供电晶体管70导通。在导通时，N沟道供电晶体管70对开关波形62提供直流偏置，用以补偿呈现在共栅极连接28上的泄漏电流。
在一个实施例中，图3的高效倍压器电路100包含一个偏置电路104，用以对图1中的互补开关对16的P沟道晶体管14的原先悬浮的本体128提供偏置。这个偏置有利于使P沟道晶体管14的本体128处于一种已知状态，以便基本上防止杂散寄生的可能性诸如寄生电容、寄生装置等不致影响输出节点44。
图3还示出P沟道偏置晶体管124的栅极146是由公共栅极连接28控制的。当P沟道偏置晶体管124导通时，它使电荷泵电容器30连接到P沟道晶体管14的本体128上。偏置电容器126还连接到P沟道偏置晶体管14的本体128上。这个结构有助于将P沟道晶体管14的本体128维持约二倍电源电压42。
图3还示出一个充电电路106。充电电路106含有一个电阻130、一个P沟道充电晶体管132、一个第三反相电路134和一个阻塞输入信号136。第三反相电路134的电压源抽头148连接到输出节点44。第三反相器输入138连接到阻塞输入信号136。第三反相器输出140驱动P沟道充电晶体管132的栅极131。电阻130和P沟道充电晶体管132用来驱动输出节点44到约等于正电源电压42的电压电平。
在操作中，当阻塞输入信号136保持于高电平时，到输入节点68的时钟脉冲被阻塞，第三反相器输出140处于低电平。这使得P沟道充电晶体管132的栅极131为低电平。于是，P沟道充电晶体管132通过电阻130而开始导通，便驱动输出节点44到约等于正电源电压42的电压电平。
当阻塞输入信号136保持于低电平时，到输入节点68的时钟脉冲能起作用，第三反相器输出140处于高电平。这使得P沟道充电晶体管132的栅极131为高电平，P沟道充电晶体管132停止导通。这容许互补开关对16的P沟道晶体管14驱动输出节点44到约为正电源电压42二倍的电压电平。
在优选实施例中，借助于应用充电电路106和偏置电路104，使P沟道晶体管14的所有的端子受到驱动，以使任何两个端子上看到的电压值决不会超过比正电源电压42更高的值。上述的情况有利于允许对P沟道晶体管14使用具有较低电压和较高电流的装置。
在图3的高效倍压器电路100的另一个实施例中示出一个输入电路108。这个输入电路108含有一个异或门142和一个反相门144。输入信号26(图1中)施加到异或门142的一个输入端150上，阻塞输入信号136连接到异或门142的另一个输入端上。异或门142的输出连接到反相门144的输入端，反相门144的输出端连接到输入节点68。
在阻塞输入信号136保持于低电平时，允许输入信号26自由地通过输入电路108。当阻塞信号输入136保持于高电平时，输入节点68保持高电位而防止高效倍压器电路100操作。
阻塞输入信号136可以只与充电电路106配合使用，或者只与输入电路108配合使用，或优选地与充电电路106和输入电路108的组合配合使用。当阻塞输入信号136保持于高电平时，输入节点68和输出节点44被箝制在约为正电源电压42。当阻塞输入信号136保持于低电平时，如上所述，高效倍压器电路100可正常地操作。
虽然业已示出和描述了本发明的各种实施例，但应理解在不偏离本发明的新精神和范畴的情况下，本领域的技术人员能作出各种变更、替代以及对前述的实施例再布置和组合。