利用共同延迟元件的亮/色分离滤波器 本发明一般涉及用于分离复合视频信号的亮色成份的电路，更具体地涉及采用梳状滤波器的信号分离电路。
在电视装置中，比如电视接收机或电视监示器，录象机视盘记录/放映机单元等等，经常需要将复合视频信号分离成单个的亮度和色度成份。提供这种分离的简单办法是对复合信号进行低通滤波以获得亮度成份，对复合信号进行高通滤波或带通滤波而获得色度成份。可是，该技术不能有效地恢复这些成份，并导致显示图象清晰度的丢失。由于复合成份是频谱交错的，梳状滤波可提供更有效的分离，因此使显示的图象更清晰。
亮度(Y)和色度(C)成份的梳状滤波分离的优点是众所周知的。在最基本的＂一行＂或＂1H＂形式的梳状滤波器中，时间上分开一行的图象单元(后面称为＂象素＂)相加后提供分离的亮度成份，而相减后提供分离的色度成份。这种滤波例如与Y/C分离的低通/高通滤波方法相比，可提供优良地图象细节，但对于某种图象特性会导致可见的人工因素(比如下垂的点)。
某些两行(2-H)状滤波器通过使其对图象细节进行＂自适应＂，而在上述1-H梳状滤波器之上提供增强的性能，以达到视觉赝象(visual artifacts)的合意的减少。原则上，它是如此达到的，即对复合信号在垂直方向上进行两次梳状滤波以提供两次梳状滤波的色度信号，然后根据图象特性的分析用一个“软-开关”来选择或＂掺和＂它们，因此选择具有最少视觉赝象的信号(信号的＂掺和＂)。然后从复合信号中减去那样形成的色度信号以提供一个分离亮度输出信号。这种形式的色度/亮度分离被公认为＂2-H＂或两行梳状滤波，它与1-H梳状滤波相比，视觉赝象要减少；与简单低通/高通滤波的Y/C分离方法相比，图象的细节可提高。例如在1988年11月22日出版的名为＂视频信号的自适应Y/C分离装置＂的美国专利US4786963中由McNeely和Willis公开了一种2-H梳状滤波Y/C分离电路。
本发明的目的是要满足在采用了线性梳状滤波器来进行亮/色信号分离的电视装置中减小噪声的需要。
按照本发明的用于减少噪声并分离复合电视输入信号的成份的方法，包括将复合电视输入信号与噪声减少信号混合以形成噪声减少的第一视频信号；延迟噪声减少的第一视频信号以形成具有各种不同延迟的多个延迟的视频信号；通过将所说复合视频输入信号与一对选择的所说延迟视频信号组合而形成噪声减少的信号；并且将该噪声减少的第一视频信号与其它一个延迟的视频信号组合以形成分离的而噪声减少的色度和亮度输出信号。
按照本发明的用于减少噪声并分离复合电视输入信号的成份的装置，包括用于提供复合视频输入信号的信号源，和与该信号源连接的第一电路装置，用于将复合电视输入信号与提供到其上的噪声减少信号混合以形成噪声减少的第一视频信号；与第一电路装置连接的第二电路装置，用于延迟噪声减少的第一视频信号以形成具有各种不同延迟的多个延迟的视频信号；与所说信号源和第二电路装置连接的第三电路装置，用于组合所说复合视频输入信号和一对选择的所说延迟视频信号给第一电路装置形成噪声减少的信号；与第一和第三电路装置连接的第四电路装置，将该噪声减少的第一视频信号与其它一个延迟的视频信号组合以形成分离的而噪声减少的色度和亮度输出信号。
本发明前述的和其它特征被显示在附图中，其中相同的单元用相同的参考标号表示，并且在这里：
图1是包括采用了本发明的亮度/色度信号分离器的电视接收机的方框图；
图2是表示图1的接收机的变形的方框图；
图3是表示图1的接收机的另一个变形的方框图；
图4是表示图1，2和3中接收机中梳状滤波的示意图；
图5和6是适用于图1，2和3的平均电路的方框图；
图7是适用于图3例子的＂软＂或＂掺和＂开关的方框图；
图8和9是适用于图1，2和3中例子的限幅电路的转换功能图；
图10A和10B是适合于提供图9转换功能的限幅和空心电路的方框图；
图11是在图3的例子的工作中采用交叉梯度处理来控制掺和时显示行和象素关系的空间图；
图12是适用于图3例子的交叉梯度处理器的方框图；和
图13是表示图1装置的一个改型的方框图。
本发明的亮度/色度分离滤波器具有广泛应用并可用于任何需要分离复合视频信号成其亮度成份和色度成份的NTSC制视频信号处理应用，其中需要进行噪声处理。
如下所述，本发明的分离器有助于减少分离的信号的色度和亮度成份中的噪声。而且所提供的噪声减少包括两维空间效果。具体地，在垂直方向上为亮度和色度成份提供基本的噪声减少，并且由IIR(无限脉冲响应)或＂递归的＂滤波器提供。用FIR(有限脉冲响应)梳状滤波器即在IIR滤波器的反馈环中的所谓的＂嵌套的＂滤波器在水平方向上提供附加噪声减少。
所有这些滤波器的优点是不需要延迟单元来完成噪声减少和分离功能。事实上，亨有这些单元是如此有效，即用基本上相同的存贮量就可取得两维噪声减少的好处，否则所需的这些存贮量只能提供信号分离功能而根本没有噪声减少功能。
按照本发明，组合噪声减少和分离功能的重要技术优点是可收到提高可靠性的协作效果。这种改进归功于部件的减少，例如与仅仅是串级分离噪声和分离滤波器相比。
在如下的本发明的例子中图1和2表示了本发明采用一个水平行(下面称为＂1-H＂)的基本延迟的两个不同例子。图3的例子更复杂，在＂自适应＂梳状滤波器结构中它需要约两行(下面称为＂2-H＂)的基本纯延迟，该＂自适应＂滤波器需要抑制常规1-H梳状信号分离器的某种人工特征(例如＂下垂点＂)，它可能在某种图象情况下出现。
图1的电视接收机10包括调谐器单元12，用于调谐RF输入信号S1A并提供一个基带复合电视输出信号S2。所提供的开关14用于选择基带复合视频信号S2或基带辅助电视输入信号S1B，以提供要处理的基带复合视频信号S3信号源，如下所述，以由显象管18(或其它适当的显示装置比如CCD显示器)显示。
为处理要显示的信号S3，接收机10包括亮度/色度信号分离器20A(虚线框)，它具有输入端22，用于接收复合视频信号S3；输出端24和26，用于分别提供分离的噪声减少的亮度电视输出信号S14和分离的噪声减少的色度成份电视输出信号S13。成份S14和S13被提供到亮度/色度(Y/C)处理和矩阵单元16，它提供常规功能比如亮度和对比度控制，色调和饱和度控制等并为显象管显示单元18产生RGB成份电视输出信号。
在本发明的该例子中，信号分离和噪声减少单元20A具有数字结构并包括由四倍付载波时钟25(即4-fsc取样)定时的模/数转换器23，用于转换复合视频信号S3为具有每取样8比特的数字形式(S4)。应理解的是本发明可以使用模拟成份，并且如果进行模拟处理，那么时钟25和转换器23可省略。还是在本发明的该例子中，假设Y/C处理和矩阵电路具有数字类型，为此，成份输出信号S13和S14不需要数字到模拟转换。当然如果处理和矩阵单元为需要模拟输入信号的模拟类型，可增加这种输出转换。
对于NTSC标准视频信号，采用4-fsc取样速率可提供每个水平行具有910取样而每个完全(360度)彩色付载波周期具有4取样的信号，完全彩色付载波周期对应于彩色付载波的每半周期(180度)的两个时钟脉冲或取样。在选择了不同取样速率(比如3-fsc或3倍彩色付载波频率)或信号S3具有不同行速率和彩色付载波频率的PAL传输格式的情况下，这些参数应该作调整。
在转换成数字形式后，由加法器34将复合视频信号S4与噪声减少的信号S5组合，因此形成噪声减少的第一视频信号S6。接下来，信号S6被提供到包括以其名称次序串接的单元38，42和40的多级延迟电路。单元38提供一水平行减一半彩色付载波时间周期的延迟。在数字取样方面，对于908取样或时钟周期的单元38中的纯净时间延迟，该延迟对应于910个取样(全行)减2个时钟周期(180度)。单元42和40两个都具有一半彩色付载波周期的延迟，对于以给定的(4-fsc)取样速率的数字实施例，所说一半彩色付载波周期对应于2个时钟周期。由于延迟单元38，42和40串接，纯净时间延迟为908时钟，910时钟和912时钟。由单元38，42和40如此提供的多延迟对应于多时间周期：(i)一行减一半彩色周期，(ii)精确的一行，(iii)一行加一半彩色周期。这些延迟的信号被分别标为视频信号S7，S8和S9。
在上述的多延迟形成之后，最短的S7和最长的S9在平均器36中平均，以提供一个平均的信号S10。信号S10的平均值等于S9和S7相加的和除以2(即[S7+S9]/2)。图5和6提供了适当的模拟和数字信号平均器的例子。在图5中，模拟信号S7和S9在求和电路500中组合，其输出在衰减器502中被衰减。图6与此类似，除了信号为数字以及在数字加法器600中相加并由除法器602除2之外。实际上，在二进制数字处理中除2不需要＂硬件＂。所需要的是二进制点的一位移位，这可通过下调加法器的LSB(最低有效位)输出来完成。
通过在减法器30中将复合电视输入信号S4与平均的信号S10差组合并用限幅器32来限制产生的差值信号S11，由平均器36提供的平均信号S10被用来形成电视噪声减少信号S5。图8和9为适当的限幅器变换功能的例子。
在图8中，限幅器32在输出信号S5的负限幅电平800与正限幅电平804之间具有线性转换功能802(即恒定增益)。线性范围的斜率＂m＂被选择为小于一个单位(m＜1)，以确保在没有输入信号时会聚为零，如下所述。最好的增益范围是0.5～0.9。较高的增益会引起对更多的象素进行平均和由此产生的更多噪声减少，而增加延迟或自适应以改变埸景内容。较低的增益产生较快的响应，此时为了噪声减少目的只有很少象素被平均。最好的范围0.5-0.9体现了妥善处理噪声减少效率和响应埸景改变二者之间的关系。
图9显示了一个最佳限幅转换功能，它在转换功能的线性范围902和906之间包括一个＂死区＂或＂成核(coring)＂区904。如图8的例子所示，转换功能的线性段902和906的斜率(＂m＂值)小于或等于1，最好在0.5-1.0范围之间。除了前面对整个系统所讨论的垂直和水平噪声减少效果之外，空心范围904最好是还要增强抗干扰性。基本上，＂成核＂范围抑制小信号干扰，因此保持＂好的细节＂或从递归滤波环中去掉噪声。
通过直接实施该限幅器或将该限幅器与一个空心器(corer)连接，可将该空心特性加到图1的例子中。后一种方法显示在图10A中，其中空心器1000与限幅器1002串联。在限幅器中采用ROM(只读存贮器)1004并在该ROM中存贮图9的转换功能，由此就可在限幅器直接实现空心特性，如图10B所示。
操作上，对于前面所讨论的分离器20A的部分，减法器30的输出S11代表视频输入信号S4与先前行的噪声减少的并且平均的视频信号S10之间的差。因此，S4和S10的相关的信号成份将抵消而S4和S10的各个噪声成份之间的差将作为S11出现减法器输出端。由于减法器，噪声差信号的相位与输入信号噪声信号相反，因此，当S11最终在加法器34处加到S4上时，产生了S6噪声电平的减少。该噪声减少的信号S6被延迟一行并被反馈，以形成S10，对于每个接收的新行，该噪声减少过程递归地重复，即使附加噪声已被去掉。当输入信号S4变成零时，以确保回收的视频信号S10最终减少到零，如前所述限幅器32的增益选为小于1。
限幅器32的主要功能是减少噪声减少系统在噪声减少信号S6的垂直细节上的效果。回想一下，减法器30将当前象素与从前面行平均的一个象素比较。如果在显示图象上存在水平行，那么在该行任一则的象素在幅度上将大大不同，而且该差值信号S11将为出现的噪声成份的许多倍。限幅器32防止大的信号S11值到达加法器34。可是限幅电平高到足以允许噪声通过加法器34以完成噪声减少。明显地，为此目的，在只是几个IRE信号电平单位的范围内的限幅电平是需要的。在观察测试中，发现大约2或3IRE单位限幅电平将提供低视觉赝象的足够的噪声减少。
除了上述的限幅噪声减少信号S5外，还发现前述的使噪声减少信号成核(to core)对于图9，10A和10B也是需要的。成核可很好地防止由于阻塞差值信号S11的小值通过而从显示图象中去掉低幅度垂直细节。适合于该目的的成核电平必须小于限幅电平。明显地，已经发现约1IRE单位的成核电平足以(在数字系统中为1或2LSB)限幅在2或3个IRE单位范围内。
平均器36完成递归噪声减少环的最重要部分，其中它确定在递归(反馈)环中再循环的色度成份的相位，以确保噪声减少系统被用于复合视频信号。回想一下，本发明的目的是要同时分离和减少复合视频信号的噪声。可是，在复合NTSC视频信号中，每行都没有一个整体的彩色周期关系。因此，如果反馈信号S10被常规的1-H延迟技术精确地延迟一行，在反馈信号中彩色相位将反转，导致低幅度色度去驱动限幅器进行限幅，即使在没有垂直细节的情况下。
从上面可看出，反馈信号S10的彩色相位的校正要通过对短行(即一行减半个彩色周期)和长行(即一行加半个彩色周期)进行平均来进行。结果的信号S10被延迟平均一行。这对于好的递归噪声减少是必须的，而且平均过程已经在反馈信号中产生了与进入信号匹配的彩色相位。因此，信号的彩色成份以及亮度信号成份的噪声减少了。
平均长和短行以产生行延迟反馈信号S10的其它优点是由两个半-周期延迟和平均器36形成水平滤波器。效果是要去掉其它高频噪声。因此，通过在两空间方向上的滤波可减少噪声，水平方向由平均过程进行，垂直方向由递归滤波进行。
图1中分离器20A的其余单元包括两减法器50和56以及形成＂组合电路＂的色度带通滤波器52。这就是分离器的输出部分，它组合由加法器34提供的噪声减少的视频信号S6和在半周期延迟单元42处提供的噪声减少并进行一行延迟的视频信号S8，以产生分离的亮度和色度信号成份S14和S13。具体地，在减法器50中从信号S6中减去行延迟信号S8，结果的差值信号在色度带通滤波器52中进行带通滤波，以产生分离的色度成份S13。
行延迟38，半周期延迟42，减法器50和色度带通滤波器52形成1-H(一行)色度梳状滤波器，它产生分离的噪声减少的色度信号S13，如上所述。该滤波器的幅度响应或转换功能在图4中由幅度特性402表示。色度信号的带通宽度由带通滤波器52确定。在色度带通中，经常产生周期的幅度峰值，它是半水平行速率的奇数倍。
分离的亮度成份S14由减法器56提供，它从噪声减少的未延迟视频信号S6中减去分离的色度成份S13。由图4中幅度响应400所示，对于所有低于色度滤波器52的下边带的亮度成份这就产生了单位增益的幅度响应，并产生了亮度信号中的响应，即在整个带通滤波器52的频率范围内，亮度信号被梳状滤波。亮度响应的峰值以多倍水平行速率出现并与色度信号的波谷重合，如响应特性400和402所示。
图2是表示图1例子的分离器20A的一种变形，其中一个不同的1-H梳状滤波器的拓朴结构用于组合加法器34的输出信号S6和半周期延迟单元42的输出信号S8，以形成分离的输出信号S13和S14。正如下面将要解释的，结果，对于图1的实施例亮度和色度的噪声减少的组合的响应与图4中的相同，即使是在图2的例子中，亮度成份是贯穿整个亮度信号带宽而组合的，在处理过程中这是一个临时步骤。
具体地，在图2的分离器20B中，图1的输出信号组合单元50，52和56由两加法器200和206，一个减法器202，一个低通滤波器204和色度带通滤波器208代替。分离的色度信号以与图1所示例子相同的方式产生，即减法器202从未延迟的噪声减少的信号S6中减去行延迟的噪声减少的信号S8，结果信号S12被滤波器208进行带通滤波，以提供分离的噪声减少的色度信号S13。滤波器响应如图4中响应402所示，并与先前的例子相同。
图1和2的分离器20A和20B的差别在于亮度信号成份的分离。回想一下图1的分离器20A，亮度成份是通过从未延迟的噪声减少的复合视频信号S6中减去分离的色度输出信号S13而产生图4的梳状滤波器响应而获得的。在图2的分离器20B中，亮度成份由加法器200分离，该加法器将复合视频信号S6加到行延迟的复合视频信号S8上。这就形成了一个行梳状滤波器，其中所产生的亮度信号S15贯穿其整个带宽而被组合。由于低于色度带宽的亮度范围携带有垂直细节，组合的亮度信号S15缺少垂直细节。可是该组合的垂直细节可在减法器202的输出端得到，并通过色度带宽以下的信号成份的低通滤波器204装置与色度成份分开。所产生的结果垂直细节信号S16通过加法器206恢复到亮度信号中去，因此替代由于在加法器200的输出处组合而丢失的垂直细节，并产生分离的亮度电视输出信号S14。如图4中亮度响应400所示，亮度成份只在色度带宽的上端范围内组合，此处无垂直细节的丢失。如前所述，所达到的整体结果与分离器20A的例子相同，但具有不同的电路拓朴结构。
在前面的图1和2的例子中，所显示的延迟器38和42提供100％的信号分离所需的延迟以及99。78％的垂直和水平噪声减少所需的延迟(912个延迟时钟周期中的910个)。因此，＂享有＂这两个特殊电路单元，对1-H梳状(如图1和2所示)噪声减少量的增加，除另外要求一行梳状滤波器信号分离的910个之外，只需要2个附加时钟延迟。因此，根据视频信号存贮器的需要，在只需要比无噪声减少的一行梳状分离器滤波器的存贮器(延迟)多百分之0.2(即0.2％)的合适的存贮器成本的情况下，一行梳状滤波器分离器即可使噪声减少。
如前面所解释的，2-H梳状分离器比一行梳状滤波器分离器以更少的视觉赝象提供更有效的分离。在图3的例子中，如下面将要描述的，它显示了噪声减少的好处，以及即使对于较高的存贮效率也可取得两行梳状分离。具体地，对于所示的2-H梳状分离器，用四倍彩色付载波频率的假定速率进行取样，为了行组合目的需要1820象素或时钟周期的延迟，6个象素用于＂交叉梯度＂处理，这样对无噪声减少的梳状分离功能要给出全部1826个象素。随着噪声减少，在2-H分离所需的1826个上只需要两个附加的象素延迟(空间上相应于一个彩色周期的一半)。
在图3的分离器20C中，由标为302至318的单元将噪声减少的复合视频信号S6和行延迟的噪声减少的复合视频信号S8组合，以形成分离的成份信号S13和S14。简单地说，这些单元在效果上形成自适应的梳状滤波器，它将给定的象素与先前行和后面行的＂掺和＂或混合的象素进行组合。掺和或＂混合＂的象素然后由开关控制单元308控制，它分析象素阵列的对角线(见图11)以产生具有减少的视觉赝象的色度信号S21。通过从行延迟的噪声减少的复合视频信号S8中减去恢复的色度信号S21来分离亮度信号S14。掺和的控制是一行接一行对角线梯度测试或＂交叉梯度＂进行的，如McNeely和Willis的美国专利4786963所描述的。为了完整起见，图12提供了McNeely等专利中开关或＂掺和＂控制信号发生器的细节。
在图3中，由加法器34提供的噪声减少的复合视频信号S6和一行延迟的噪声减少的复合视频信号分别加到具有包含色度信号频带(图示为1。0-4。2MHz)的带宽的带通滤波器306和302。滤波器306因此产生相应于图11的象素g，h和i的底行的频带限幅信号Bb。滤波器302产生相应于在先前行即行N中出现的象素d，e和f的象素，因此形成中间行或Mb信号。为了给行N-2提供象素a，b和c(图11的顶线)，滤波器302的信号Mb在行延迟单元304中延迟了整整一行，
借助于减法器312而形成了分离的色度信号，减法器312从中间行视频信号Mb中减去顶线信号Tb或底线信号Bb或两者的掺和，因此形成自适应的梳状滤波器。该滤波器的自适应由开关控制单元308控制，它接收信号Tb，Mb和Bb，分析其对角线的差值并产生用于控制掺和开关310的控制信号K。简单地说，控制单元308分析象素＂a-i＂而为组合行N-1找到行N和N-2的最佳组合，以减少视觉赝象，比如下垂点。在McNeely等人的装置中，该分析是按照图11所示9象素a-i的对角线测试由图12所示的处理器而进行的，后面将对此讨论。由单元308提供的图象分析由下面三个关系式描述：
XU＝MAX{ABS(a-f)，ABS(c-d)}(1)
XL＝MAX{ABS(d-i)，ABS(f-g)}(2)
K＝XL/[XL+XU] (3)
在上面的表达式(1)中，XU定义为＂上部交叉梯度＂，参考图11，行N-2和N-1，该梯度等于两函数即象素差值a-f的绝对值和象素差值c-d的绝对值的最大值(MAX)。换句话说，该函数指定在顶部或中间行N-2和N-1之间出现的两个对角线梯度a-f和c-d的最大值。
在上面的表达式(2)中，XL定义为＂下部交叉梯度＂，参考图11，行N-1和N，该梯度等于两函数即象素差值d-i的绝对值和象素差值f-g的绝对值的最大值(MAX)。换句话说，该函数指定在中间行N-1或底部行N之间出现的两个对角线梯度d-i和f-g的最大值。
按照等式3做出掺和决定，等式3提供K即控制信号，它被设置为较低的交叉梯度值除以两交叉梯度之和后的值。例如，如果XL为零(表明在中间和底部行之间没有差值)而且XU是除零以外的值，那么K将等于零并使开关310选择底部行信号Bb，以便在减法器312中从中间行信号中减去它，因此产生组合的色度信号S21(在由除法器314提供的6dB扫描之后)。
相反，如果较低梯度XL不为零而较高梯度为零，K将等于1。这表明顶部和中间行将提供比中间和底部行更好的组合选择，如此开关310将选择顶部行信号Tb，以用于减法器312。
当XL或XU都不为零时出现第三种情况。对于此种情况，开关控制单元308使开关310按照上述等式(3)来掺和顶部和底部行，如此做的好处是信号具有最小的行-行差别，因此提供最小的视觉赝象。
在图3的例子中，亮度成份的恢复由减法器316来完成，它从半周期延迟单元42提供的中间行全带宽噪声减少的信号S8中减去分离的自适应梳状滤波的色度成份。由于色度信号S21被滤波器302和306限制在1.0至4.2MHz的频带范围内，亮度信号的垂直细节成份不会由于1.0MHz以下信号S14不进行梳状滤波而下降。因此，不需要恢复垂直细节。由于信号S21的带宽某种程度上宽于正常值，则提供其它带通滤波器318来限制色度信号带宽为约3.58MHz加或减约半个MHz。
应该理解到在图3的例子中控制信号＂K＂的引入肯定会引起处理延迟。本发明原理的应用，需要补偿该处理延迟，即在进入“软开关310”和减法器312的信号通道内产生类似的延迟。由于在色度信号通道内的处理延迟的校正延迟了被使用的色度信号S13，在该例子中，为了产生亮度信号S14，可在进入减法器316的亮度信号通道中加入附加补偿延迟，因此确保合适的亮度/色度配套。
正如前面所述，图12提供了目前最好的开关控制单元308的实施例，它实现等式1，2和3。象素c，f和i分别由延迟信号Tb，Mb和Bb在两象素延迟单元1202，1204和1206中形成。对角线差值c-d，a-f，f-g和d-i分别由减法器1208，1210，1212和1214提供，它们分别地从c中减去d，从a中减去f，从f中减去g，从g中减去i。减法器输出的绝对值分别由绝对值电路1216，1220，1222和1226形成。信号XU由最大值检测器1218提供，它通过绝对值电路1216和1220的输出的最大值。信号XL由最大值检测器1224提供，它通过绝对值电路1222和1226的输出的最大值。等式(3)由将最大值相加的加法器1228和将最大值电路1224的输出除以加法器1228的输出的除法器实现，以形成控制信号＂K＂。低通滤波器1230和1234抑制了高频偏差。交叉梯度处理器308B的工作如先前在讨论开关控制单元308和等式1-3时所讨论的那样。
图7提供了一个合适的软开关310的实施例，它包括一个从顶部行信号Tb中减去底部行信号Bb的减法器。乘法器704将减法器702的输出乘以控制信号K，结果被加到信号Bb上以形成掺和输出的信号S20。操作上，当K为零时，底部行信号Bb被传递到减法器312，以形成色度成份输出信号。当K为1时，信号Bb由减法器702反转，因此在加法器706中被抵消，留下顶部行信号Tb以在减法器中与中间行信号组合，以形成色度成份输出信号S21。对于在0和1之间的K值，顶部和底部行信号以＂K＂值为比例地掺和，因此，S20等于K倍Tb加上参量(1-K)倍信号Bb。
图13显示了图1的分离器的一个变形，它提供了从复合视频输入信号S4和平均反馈信号S10可获得差值信号S11的替代方法。回想图1的例子，信号S11由减法器30获得，它从平均的信号S10中减去复合视频输入信号S4。在图13的变形电路中，减法器30的输入端被反转。因此，在该例子中，差值信号S11是从复合视频信号S4中减去平均信号S10而获得的。由于前面的改变将有效地反转信号S11和限制信号S5，第二个反转也要提供，以确保与复合电视输入信号相关的噪声减少信号的相位具有合适的极性，以当噪声减少信号与复合电视输入信号S4组合时减少噪声，以产生噪声减少的视频信号S6。在图13的例子中，该功能通过用减法器1300来替代图1中的加法器34而提供的。连接减法器以从复合电视输入信号中减去限幅的差值信号S5。这些变形最好是为设计工程师提供有用的拓朴结构变形，以形成噪声减少信号，而不改变改进电路的整个工作。
如前面整个描述所用的术语＂彩色周期＂已经用于代表等于彩色信号付载波的一个完整周期的时间周期。该时间周期相应于两个Pi角弧度或360个电子旋转度。因此，术语＂半个彩色周期＂相应于彩色付载波通过Pi旋转弧度或180个电子度的时间长度。对于以四倍彩色付载波速率取样的数字系统，一个彩色周期对应于四个图象单元(＂象素＂)的一个时间周期，而半个彩色周期对应于两个象素时期。在数字系统中以四倍彩色付载波速率取样是最好的，因为比较容易取得半个彩色周期的延迟(2象素＝0.5彩色周期)。可是，本发明的数字实施例也可用其它取样速率来实现，即通过内插来获得半周期延迟。