本发明涉及一逆变器的脉冲宽度调制（PWM）控制器，该控制器按从存储器读出的PWM图形数据而产生控制PWM逆变器的控制信号。 在已有的脉冲宽度调制（PWM）逆变器的控制器中，如在1987年3月31日由电气学会半导体功率转换系统研究专业委员会编辑出版的“半导体功率转换电路”报告中所发表的那样，要事先离机计算所需要的控制图形数据并存贮在存贮器中，然后根据在联机时从存贮器中读出的控制图形数据去控制PWM逆变器。在这种系统中，因为所述的控制图形数据是离机计算的，虽然在联机时在另一PWM控制中进行这样控制是比较困难的，但例如低次谐波消除PWM控制、转矩波动减少控制、谐波损耗减少控制等等的控制还是能很顺利地完成。
然而，在其中具有存储器的已有PWM控制器中，只使用了一种与逆变器频率成比例的同步型的PWM控制。如工作频率变低时，转矩波动就增加，而且对最低频有限制。也就是，存贮器是按电压指令V＊和一电角度指令θ＊被访问的，而输出的是对应于这两指令V＊和θ＊的PWM控制信号。当指令θ＊以n位给出时，则可以得到2n个指令（＝θ＊0、θ＊1、θ＊2…θ＊k…O＊2n-2、O＊2n-1）。当频率较低时，信号θ＊k（k＝0至2n-1）的停留时间变长，那是因为不论工作频率如何，相位分辫率是不变地，如工作频率降低了，每一个单位时间的分辨率就下降。因此电流和转矩波动增加，由于，由存贮器的容量所决定的低于某一频率的过电流，它将不可能进行工作，从而限制了它的用途。
人们希望广泛地使用于工程机械中的逆变器的工作频率能够较宽，并希望在低速范围内应用异步PWM控制。然而，提供两个控制器，即使用存贮器的PWM控制器和异步PWM控制器将造成成本的增加。
因此本发明的一个目的是提供能克服已有技术的缺点和不便的PWM逆变器的PWM控制器，这种控制器能在较宽的工作频率范围内，用一个存贮器，既能进行同步也能进行异步PWM控制。
按本发明的一个方面，本发明提供一PWM控制器，该控制器包括相位计数器装置，它对具有与被控制的逆变器的频率成比例的频率的同步脉冲进行计数，而输出一相位信号，至少存贮两个带地址的PWM图形数据的存贮装置，通过用一图形选择信号和相位信号进行访问，而读出PWM图形数据，用相位信号的较高位分配从存贮器读出的PWM图形数据以输出控制逆变器的PWM信号的分配装置，用以对具有某一频率的同步和异步脉冲之一进行计数以输出计数值给存贮器的调制计数器装置，同步和异步脉冲之一是按照一模式信号进行选择的，用调制计数装置的计数值而不用相位信号的较低位是为了有选择地输出同步和异步PWM控制之一的PWM信号。
本发明的上述及其他目的，特征和优点，将从下面参照附图对较佳实施例所作的描述而进一步地体现出来，其中：
图1是按本发明的PWM控制器第一实施例的方框图;
图2表示按本发明产生一用于同步和异步两种PWM控制的PWM信号的信号波形;
图3表示在图1的PWM控制器中进行同步PWM控制操作的信号的波形;
图4表示在图1的PWM控制器中进行异步PWM控制的信号的波形;
图5和6是对在图1所示的PWM控制器的异步PWM控制中产生不规则脉冲进行解释的存贮器的输出信号;
图7是按本发明的PWM控制器的第二个实施例的方框图;
图8是按本发明的PWM控制器的第三个实施例的方框图;
图9是图8中所示控制器的第三实施例的震颤制止器的方框图;
图10是图9所示震颤制止器的信号的波形;及
图11是使用本发明的PWM控制器的、目前广泛使用的逆变器的示意图。
现参照附图。在几个图中，相同的编号表示相同或相应的部分，图1所示是按本发明的PWM控制器的第一实施例。
在图中，若干PWM图形数据是存贮在图形ROM2中或从PWM图形只读存储器（ROM）2中读出，参考电压V＊是输入到ROM2作为一图形选择信号去选择某一电压的PWM图形地址区域。低、中、高位的第1、第2和第3相位计数器4、5和6串联连接并对同步脉冲P1进行计数以分别输出相位信号或计数值θ＊L、θ＊M和θ＊H，通过同步脉冲P1的计数值从ROM2中读出若干PWM图形数据同时对带有预定电角的PWM图形数据也进行选址。在本实施例中，具有与由本发明的PWM控制器控制的逆变器的工作频率成比例的频率的一个脉冲信号作为同步脉冲P1供给第1相位计数器4;这将在后面详细地描述。
在这实施例中，例如参考电压V＊和第1、第2和第3相位计数器4、5、6的计数值θ＊L、θ＊M和θ＊H分别由7位、6位、2位和3位二进制数代表。
相位计数器6是一六进制的计数器，输出6个值θ＊H如0到5。其它计数器4和5在位数内进行满计数并分别输出64个值θ＊L，如0到63和4个值θ＊L，如0到3。用于后面将描述的异步PWM控制的具有某一频率的时钟脉冲作为异步脉冲P2连同同步脉冲P1输入到选择器7，选择器7按作为模式信号的异步/同步变化信号MS选择同步脉冲P1或异步脉冲P2供给选择器7，并将选择的脉冲P1或P2输出到调制计数器10。调制计数器10对脉冲P1或P2的数目进行计数，将6位的计数值θ＊L送到ROM2。调制计数器10的计数值θ＊L的位数6与第一相位计数器4的位数相同。模式信号MS输送到“与”电路11，在那里，当模式信号MS选择同步脉冲P1时，它的门打开而通过一调制计数器的进位CRY到第一相位计数器4，进位CRY在第1相位计数器4中将计数数目清零。第2相位计数器5输出计数值θ＊M到ROM2。
ROM2由15位的代码选址，即参考电压V＊、调制计数器10的计数值θ＊L第2相位计数器5的计数值θ＊M以6位的输出信号Qout的形式将存贮的PWM图形数据输到分配器12。作为参考，一能与INTER Co.的PROM1-27256（商业用名）进行互换的装置有一8位的数据线，它的6位可用于ROM2上。
从ROM2输送到分配器12的是6位的PWM数据Qout，分配器12从6位PWM数据Qout中选择3位数据，并输出3位PWM图形数据作为三相逆变器三相的PWM控制信号Pout。3位计数值θ＊H也从第3相位计数器6输到分配器12而指示上述数据分配工作。
同时从ROM2输出的6位PWM数据Qout，包括具有60°周期和一60°相位差的6个数据，它是通过将它的周期函数的一个周期分成6个相同部分而得到的。
这里假设周期函数可以用一正弦波代表，PWM数据将联系图2进行描述。
图2a表示一振幅为V＊的正弦波e1和一振幅不变的三角波e2，图2b表示一由比较这两信号e1和e2得出的PWM信号。三角波e2的频率是正弦波e1频率的24倍，这数字24由例如6×4＝24确定，其中6是ROM2的输出数据Qout的6位，4表示第二相位计数器5的2位的四进制。三角波e2的频率可以确定为整数位如24的2、3倍或4倍。
关于表示在图2中的PWM信号的逻辑值，具有振幅V＊的正弦波PWM信号是通过将逆变桥的正侧和负侧元件的连续周期分制置于“1”和“0”而得到的。
在图2b中表示的正弦波PWM信号的一周被60°的周期分成6个相同部分，并作为具有0-60°、60°-120°、120°-180°、180°-240°、240°-300°和300-360°的6个PWM图形数据存贮在存贮器的0位、1位、2位、3位、4位和5位之中，相应地，彼此有60°相位差的6个PWM图形数据同时并重复地由第一相位计数器4的计数值θ＊L和第二相位计数器5的计数值θ＊M从ROM2读出，分配器12由第三相位计数器6的计数值Q＊H每60°周期连续改变比特，以输出一周PWM图形数据作为PWM控制信号Pout。
图2b的PWM图形数据用第三相位计数器6的计数值Q＊H连续地变化ROM2的0位、1位、2位、3位、4位和5位得到。在这个实施例中，因为三角波e2的频率预定为正弦波e的频率的24倍，第一相位计数器4的计数值Q＊L的周期与三角波e2的周期相同。
下面将参照图3对按本发明的同步PWM控制的工作进行描述。
第一，第二和第三计数器总是对同步脉冲P1进行计数，它们计数值Q＊L、Q＊M和Q＊H之间的关系如图3所示。在同步PWM控制中，同步/异步变化信号MS变成“1”，选择器7选择同步脉冲P1，因此，调制计数器10的计数值Q＊L′变成与第一相位计数器4的计数值Q＊L相等。甚至当计数值Q＊L暂时地变成不同于计数值Q＊L′时，调制计数器10输出进位CRY到“与”电路11，通过“与”电路11的进位CRY将第一相位计数器4清零。然后，第一相位计数器4和调制计数器10的计数由下一个同步脉冲P1同时清零，此后两个计数器4和10的计算值Q＊L和Q＊L′就变成相等。
ROM2输出存储在由参考电压V＊和调制计算数10和第二相位计数器5的计数值Q＊L′和Q＊L进行选址的地址中的6位PWM图形数据e0至e5作为输出至分配器12的Qout输出信号。因为第三相位计数器6的计数值Q＊H每一个周期变化如0→1→2→3→4→5→0，分配器12改变3位PWM控制信号Pout以便有选择地输出PWM数据，如对U相位e0→e1→e2→e3→e4→e5→e0，对V相位，e4→e5→e0→e1→e2→e3→e4，或对于W相位，e2→e3→e4→e5→eθ→e1→e2。对U，V和W相位的输出数据Pout120°的相位差外，都有与图2b所示的PWM图形数据一样的波形形式，因此它们可以用作对称三相PWM信号。
下面参照图4对按本发明异步PWM控制的工作进行描述。
在这种情况下，同步/异步变化信号MS置于“0”，选择器7选择异步脉冲P2。因此调制计数器10的计数值θL随异步脉冲P2增加，第一、第二和第三相位计数器4、5和6的计数值Q＊L、Q＊M和Q＊H由异步脉冲P2增加。另外由于同步/异步变化信号MS变为“0”，即使当调制计数器10输出进位CRY时，第一脉冲计数器4也不清零。也就是，在这个实施例中，调制计数器10在工作时与第一、第二和第三脉冲计数器4、5和6完全分开。
在图4中，异步脉冲P2的频率f2近似地定为同步脉冲P1频率的1.4倍。因此，在这种情况中，调制计数器10的计数值Q＊L′的一个周期或一周（t到t）是第一脉冲计数器4的计数值Q＊L的一周（t0到t2）的1/1.4（约为70%）。由此对于ROM2的输出图形数据Qout、相位宽度与在图3中表示的那个相比压缩到约为70%。调制计数器10的计数值Q＊L′在t1时复位到“0”，调制计数器10再开始对脉冲进行计数。但当第二相位计数器5的计数值Q＊M在周期（t1到t2）中槐浠幕埃谥芷冢╰0到t1）中再从ROM2输出图形数据。
当f2/f1定为n时，在周期（t0到t1）中图形数据重复地输出n次。因为在图4的实施例中，f2/f1是1.4，在周期（t1到t2）中图形数据输出对应于在前一周期（t0到t1）中图形数据的40%。
对同步脉冲P1进行计数的第一相位计数器4的计数值Q＊L在时间t2时溢出，把第二相位计数器5的计数值Q＊M从“0”提高“1”，而调制计数器10由独立地继续对异步脉冲P2进行计数。
在周期（t2到t3）内从ROM2之输出的图形数据相当于如图3所示的在Q＊H＝0到Q＊M＝1的周期内在同步PWM模式中从ROM2输出的形数据的后面80%，而与此同时，输出图形数据的相位宽度被压缩到近似图3中图形数据的70%，和图4所示的数据e0～e5一样。
如上所述，在图4中，在周期（t1到t3）内从ROM2输出的图形数据e0到e5变为在周期Q＊H＝0到Q＊M＝0中图3的图形数据和在周期Q＊H＝到Q＊M＝1图3中的图形数据的组合，彼此的比例约为4∶6，图形数据e0至e5的相位宽度约压缩到图3所示的宽度的70%。
然后，图4中所示的e0至e5的图形数据用与上述相同的方式从ROM2读出，分配器12用与上述的同步PWM模式相同的方法由第三相位计数器6的计数值Q＊H输出U、V和W相的3相PWM信号Pout。如图4所示，每个PWM信号包括一在调制计数器10的计数值Q＊L′的每一周内具有一个不同宽度的脉冲并且起异步PWM控制信号的作用，该信号的脉冲宽度调制频率可由异步脉冲P2的频率f2决定。
如上所述，同步PWM控制和异步PWM控制通过将同步/异步变化信号MS置于“1”或“0”而得到改变，被存贮在ROM2中的PWM图形数据必须如图2所示第二相位计数器5的计数值θ＊M的每一周内包含一整数脉冲数的同步/异步可共用的图形数据，以便在异步PWM控制中不要产生一具有较窄宽度的过多和不规则的脉冲。然而，在高电压和高频率只进行同步PWM控制的区域中，各种PWM图形数据都可随意地存贮在ROM2中。因此，同步/异步共用的图形数据仅用在异步PWM控制区域中。
即使当在由异步PWM控制转变到同步PWM控制时调制计数器10的计算值θ＊L′不同于第一相位计数器4的计数值θ＊L，从调制计数器10一输出进位CRY，下一个同步脉冲P1就使第一相位计数器4清零，结果是第一相位计数器4的计数值θ＊L变成与调制计数器10的计数值θ＊L′相等，那就是，仅在输出完一个脉冲以后同步脉冲P1才使第一相位计数器4清零，因此当异步PWM控制转变为同步PWM控制时，不会产生不规则脉冲。另外，在这异步变为同步时，第一相位计数器4最多只有一周的电压相位跳变。
虽然在本实施例中第一相位计数器4的一个周波定为15°，当第一相位计数器4和调制计数器10的位数为了将一周减少到7.5或3.5而第二相位计数器5的位数扩大时，异步PWM控制变为同步PWM控制的跳变量可以降低，而得到一平滑的变化。另外，虽然在这实施例中通过利用波形的对称性正弦波一周的PWM图形数据完全存贮在ROM2中，PWM图形数据只有四分之一周期（0到90℃）可存贮在ROM2中，PWM图形数据可从ROM2重复地读出，以产生一周PWM图形数据。
在这实施例中，能很容易很平滑地实现从同步PWM控制到异步PWM控制的转变而不会有任何麻烦，这是因为第一相位计数器4和调制计数器10的计数值在变化时是相同的。
现在对在异步PWM控制中不规则脉冲的产生进行描述。
图5表示在同步PWM控制中从ROM2输出的PWM图形信号Qout，图6表示在相对于第一和第二相位计数器4和5及调制计数器10的计数值θ＊L，θ＊M和θ＊H在异步PWM控制中有不规则脉冲的另一PWM图形数据，其中为说明简便起见第一相位计数器4和调制计数器10被假定为3位。
在图5所示的同步PWM控制中，调制计数器10的计数值θ＊L′变为与第一相位计数器4的计数值θ＊L相等，存贮在ROM2中的PWM图象从ROM2读出作为输出PWM图象数据Qout。在图6所示的异步PWM控制中，异步脉冲P2的频率f2比同步脉冲P1的频率f1略高一些，调制计数器10的计数值θ＊L′计数时比第一相位计数器4的计数值θ＊L的计数要快一些。
亦即调制计数器10在周期（t0到t1）内计数到满数，对应于图5中的计数值θ＊M＝n时间的PWM图形数据的一周的PWM图形数据从ROM2输出，ROM2则重复地输出同样的PWM图形数据直到第二相位计数器5的计数值θ＊M在t3时刻度为n+1为止。相应地，当调制计数器10的计数值θ＊L′变为“1”时，ROM2的输出Qout在t时刻变为“0”，当第二相位计数器5的计数值Q＊M在t时刻为n+1时，ROM2从计数值Q＊L′＝1的相位输出下一周PWM图形数据，ROM2的输出Qout变为“1”。然后根据在周期（t3到t8）内调制计数器10的计数值Q＊L′在计数值Q＊M＝n+1（在图5中）期间ROM2重复地输出对应于PWM图形数据的第一周PWM图形数据，因此，ROM2的输出Qout变化，例如当调制计数器10的计数值Q＊L′变为“2”时，在t4时刻变为“0”，当计数值Q＊L′是“6”时，在t5时刻为“1”，当计数值Q＊L′是“2”时，在t7时刻变为“0”。然后，按如上述的相同方法，按照异步脉冲P2，从ROM2输出PWM图形数据。
如图6所示，周期（t1到t6）内，调制计数器10的每周有两个脉冲的异步PWM图形数据与图5的相比有一个不规则脉冲波形。在图6的周期（t1到t6）内的异步PWM图形数据Qout的占空系数是在图5的周期θM＝n和θM＝n+1的同步PWM图形数据的占空系数中间，更靠近后者而不是前者，异步PWM图形数据的波形在周期（t1到t6）内可认为是方波形。因此，当使用具有相当好的特性例如很高工作速度和很小损耗的开关元件时，此异步PWM图形数据可以照原来的样子使用。
然而在实际上，当开关元件的工作速度增加时，通常在较高频率下进行调制，所以在使用如图6所示的PWM图形数据时，不希望把开关次数增加到超过一定的数目。
图7中示出了按本发明有PWM控制器的第二实施例，它能防止如上所述的第一实施例的不规则脉冲的产生。
在这实施例中，除了一根据来自选择器7的脉冲输出一次闩锁来自分配器12的PWM控制信号输出的闩锁电路外，此PWM控制器与第一实施例的控制器有相同的结构。亦即在异步PWM控制中，当如图6所示的输出信号Qout作为分配器12的PWM输出信号时，在调制计数器10的计数值θ＊L′之前的输出数据的这个PWM图形数据由异步脉冲P2使之增加，在闩锁电路13中被闩锁，并从那里输出。因此，如图6所示的输出数据Qout的“0”周期（t2到t3）和（t7到t8）可以忽略不计。但在本实施例中，仅当第二相位计数器5的两个相邻计数值Q＊M的PWM图形数据的开头和结尾地址（计数值θ＊L）之间的差是“1”或“0”时，“0”周期才能被忽略，但如开头和结尾地址间的差超过“1”时，就可能产生不规则脉冲如图6所示。在三相正弦PWM图形数据中，输出数据可能会连续地变化，第一和第二相位计数器4和5及调制计数器10的位数可以进行选择以便达到上述“0”周期忽略的条件。
图8示出了按本发明的PWM控制器的第三实施例，它能防止第一实施例的不规则脉冲的产生，
与第一实施例相比，这个实施例，在ROM2和分配器12之间加了一个防止不规则脉冲产生的振颤制止器14。振颤制止器14按调制计数器10的计数值θ＊L′的最高位S排除了来自ROM2的PWM图形数据Qout输出中的不规则脉冲。振颤制止器14的一个实施例如图9所示。
在图9中，振颤制止器14包括一位的6个脉冲整形电路20a到20f，和一“非”门电路21。具有相同结构和作用的每一个脉冲整形电路20a到20f包括一“非”门电路22，四个“与”门电路23，24，27和28，一“或”门电路25和一触发器电路26。脉冲整形电路20a到20f分别用调制计数器10的计数值θ＊L′的最高位S改进PWM图形数据e0，到e5以分别输出整形的数据PSo到PS到分配器12。下面将对脉冲整形电路20a到20f之一的工作结合图10进行详细地描述。
在图10中，来自ROM2的、包括不规则脉冲一个PWM图形数据e0将用如下的过程通过调制计数器10的计数值θ＊L′的最高位S改进成数据PSO。
通过两“非”门电路21和22，两“与”门电路23和24以及一个“或”门电路将两信号e0和S进行逻辑上的合成以得到一作为时钟信号供给触发器电路26的信号CP，如图10所示，信号S和 S、触发器电路26的输出信号 Q和Q（ PSO和PSO）的逻辑积作为输入信号DJ和DK而通过“与”电路27和28输入到触发器电路26的J端和K端。
当在t0时刻触发器电路26的输出信号PSO是“1”，调制计数器10的计数值Q＊L′的最高位S是“0”时，触发器电路26的输入信号DJ和DK分别变为“0”和“1”。当时钟信号CP是“0”时，信号DJ和DK输入到触发器电路26，当时钟信号CP在t1时刻上升为“1”时，输出信号PSO变为“0”。接着，输入信号DK也变为“0”。依次地，因为信号S仍保持为“0”，输入信号DJ也是“0”。因为输入信号DJ和DK“0”，触发器电路28，是在抑止状态，时钟信号CP不能使之发生变化，甚至在t2或t3时刻，时钟信号CP变为“0”或“1”时，输出信号PSO也不能变为“0”。然后在t4时刻信号S变为“1”时，触发器电路26的输入信号变为“1”，触发器电26的输出信号PSO通过时钟信号CP可以变为“1”。因此，当在t5时刻时钟信号CP从“0”变为“1”时，触发器电路26的输出信号PSO从“0”变为“1”，当触发器电路26的输出信号PSO变为“1”时，触发器电路26的输入信号DJ变为“0”而使触发器电路再次变为关闭状态。接着，当在t6时刻信号S变为“0”时，输入信号DK变为“1”，触发器电路26的输出信号PSO再次成为和上述t0时刻相同的状态“1”。如上所述的过程将不断重复。
如上所述，包括在来自ROM2的信号e0输出中的不规则脉冲在脉冲整形电路20a中被除去，调制计数器10的每一周仅包括一个脉冲的信号PSO从脉冲形电路20a输出，调制频率变为常数。另外，当第二相位计数器5的计数值θ＊M是n和（n+1）时脉冲整形电路20a的输出信号PSO的占空系数变为在ROM2的输出信号的那些值的中间值，在这实施例中，输出信号PSO允许一次在调制计数器10的一周的前半部从“1”变为“0”，同样允许一次在调制计数器10的一周的后半部从“0”变为“1”，由此消除了不规则脉冲。这是因为存贮在ROM2中的PWM图形数据在同步控制的一周中从“1”→“0”→“1”，如图26所示。相反地当存贮在ROM2中的PWM图形数据是“0”→“1”→“0”时，在脉冲整形电路20a到20f中，输出信号PSO可以允许一次在调制计数器10的一周的前半部从“0”变为“1”，同样在调制计数器10的一周的后半部从“1”变为“0”。
在图8所示的第三实施例中，在如图6所示的第二实施例中PWM图形数据的限制条件是不需要的，甚至当在第二相位计数器5的两个相邻计数值θ＊M的PWM图形数据的开头和结尾地址间之差超过1时，不规则脉冲也能如上述地被消除。因此，除三相正弦波PWM图形数据以外，本发明也能用于两相正弦波PWM图形数据（一相固定在某一正极或负极电压上，仅仅其它两相得到控制以使三相中的电压接近正弦波）虽然在第三实施例中振颤制止器14设置在ROM2和分配器12之间，但振颤制止器14也可放在分配器12的输出侧以输出PWM控制图形数据，在这种情况下，只要求三个脉冲整形电路，这在结构上就更为经济更为简单。
在以上描述的实施中，第一相位计数器4在同步PWM控制中由调制计器10的进位CRY清零，以便防止当由同步PWM控制变到异步PWM控制时因有比通常为宽目砺龀宥墓缌鳌Ｈ欢痹诟哂?0KHz时用一快速开关元件如FET器件进行PWM控制时，电流波动是很小的，因此调制计数器10在同步PWM控制时可由第一相位计数器4进行清零。在这种情况下，当异步PWM控制变为同步PWM控制时，将产生一较宽的脉冲，但它的影响是很小的。另外当进行同步和异步PWM控制变化时没有相位突变。
另外，当在ROM2中有足够的容量，同步PWM图形数据和同步/异步共用PWM图形数据都可存贮在ROM2中时，它们中的一个可由同步/异步变化信号MS进行选择。在同步PWM控制中，PWM图形数据的调制频率随逆变器的输出频率变化而变化。然而，在异步PWM控制中调制频率不变化，在某一定电压时（取决于干扰或其他工作条件）选择异步PWM控制是比较有利的。在这些情况下进行同步/异步变化不用考虑参考电压。
如上述，在本发明的实施例中，当调制计数器的值θ＊L′由与工作频率成比例的频率进行计数，以得到与第一相位计数器的较低位θ＊L一样的值时，从存贮器读出的PWM图形数据变为由第一和第二相位计数器的中间和较低位（电角度θ＊M+θ＊L）进行选址的图形，这图形数据由第三相位计数器的高位值θ＊H进行分配，由此，工作在同步PWM控制中时它能输出存贮器中的最佳图形数据。
如调制计数器由一固定频率进行计数则调制计数器计数值θ＊L′的频率变得不同于第一相位计数器低位值θ＊L的频率。如对调制计数器计数的频率高的话，调制计数器在若干周内重复地计数以在固定值θ＊M的时间期间重复地输出相同的值θ＊L′供给存贮器，因此，直到第一相位计数器的低位值θ＊L计数一周，第二相位计数器的中间值θ＊M变化时，从调制计数器输出许多脉冲，它们的频率由对调制计数器计数的频率决定，即工作在异步PWM控制下。
图11示出了广泛使用的逆变器采用本发明的PWM控制器的情况。在图11中，一三相工业电力源30连到整流器31以将一交流电压整流到直流电压，一电容并联地连在整流器31的两端，一将直流电压逆变为一交流电压的逆变器33并联接在整流器31和电容器32的两端，一三相感应电动机34接在逆变器33上。
调定由逆变器33输出的交流电压的基频的频率调定器35连到一电压一频率（V/F）变换器36，一比较器38和一函数发生器40上V/F变换器输出一与频率调定器35的输出电压成比例的同步脉冲P1到本发明的PWM控制器37，如频率调定器35的输出电压高于一预定电压时，比较器38输出一逻辑值“1”或“0”作为同步/异步变化信号MS给PWM控制器37，振荡器39产生一有一定频率的时钟脉冲P2作为异步脉冲P2送到PWM控制器37，函数发生器40产生一参考电压V0。通过一模/数（A/D）转换器41送到PWM控制器。PWM控制器37输出一U、V和W相的三相PWM控制信号Pout直接送到基极驱动器43或取道U、V和W相的三个“非”门电路42a，42b和42c。三相PWM控制信号Pout在基极驱动器43中被放大，放大后的PWM控制信号Pout输到逆变器33以驱动其中对应的开关元件。
在这种应用场合中，PWM图形数据诸如用于低压区域的同步/异步共用图形数据和用于高压范围的低次谐波消除PWM控制系统的仅供同步用的图形数据存贮在PWM控制器37中的ROM2中。如频率调定器35的输出电压较之比较器38的比较电平低的话，则变化信号MS选择异步脉冲P2，PWM控制器37按根据振荡器39输出的异步脉冲P2读出同步/异步共用图形数据以调制频率不变的异步PWM控制方法控制逆变器33。
如频率调定器35控制得使它的输出电压较之比较器38的比较电平高的话，由变化信号MS选择同步脉冲P1、PWM控制器37根据V/F变换器输出的同步脉冲P1读出同步/异步共用图形数据以调制频率与工作频率成比例的同步PWM控制方式控制逆变器33。如控制频率调定器35再提高输出电压时，则ROM2输出低次谐波消除PWM控制系统的同步图形数据以低次谐波消除PWM控制系统的同步PWM控制方式控制的逆变器33。
由此，使用有限容量的存贮器，逆变器在低速范围内可被控制在对应于三角波比较的异步PWM控制中，在中速范围内被控制在对应于三角波比较的同步PWM控制中，在高速范围内被控制在低次谐波消除控制系统的同步PWM控浦小Ｒ虼耍拥退俜段У礁咚俜段В伎山姹淦骺刂圃谧罴裀WM控制系统中，在较宽工作频率范围内能实现低电流脉动和高效的PWM控制。
从上所述，很快就能理解到按照本发明，能够由包括存贮PWM图形数据的存贮器的PWM控制器进行异步PWM控制。因为对应于三角波比较为PWM图形数据准备了同步/异步共用图形数据，所以能够进行三种PWM控制如对应于三角波比较的异步PWM控制，对应于三角波比较的同步PWM控制，以及利用各种传统的离机计算的图形数据的PWM控制。另外根据工作频率和输出电压能进行种种PWM控制，能实现工作频率范围的扩展和高效率的工作。再者，用存贮器而不用专门的异步PWM控制器就能进行异步PWM控制，总之能提供既经济而用途又广泛的PWM控制器。
虽然本发明是参照附图就实施例进行描述的，但应理解到本发明并不限于所提及的实施例范围内，本技术领域的技术人员在不脱离本发明的精神和内容前提下可完全有可能对本发明进行种种变化和改进。