本发明涉及一种传输时分多路电视信号的电视广播系统，在该信号的各行中，依次包括第一、第二和第三部分，这第一、第二和第三部分分别包含比特率为10.125Mb/S的数字式声音/数据分量、时轴压缩色度编码分量和时轴压缩亮度编码分量，该时分多路复用电视信号还包括数字式图像编码信号。本发明还涉及这种电视广播系统中所用的电视发射机和电视接收机。 上述类型的电视广播系统，以及适用于这种系统的电视发射机和电视接收机是已知的，例如，从《菲利普技术评论》1987年第43卷第8期所载安内加尔等人所写论文“高清晰度复用模拟分量-迈向电视技术发展的一步”（“HD-MAC：a Step forward in the erolution of television technologg”by M.J.J.C.Annegarn et aL，Published in Philips Technical Review，Vol.43，no.8，1987）中可知。
已知的电视广播系统（以下简称为HD-MAC电视系统），发射比以前的D2-MAC制电视系统具有更高的图象清晰度的电视图象信号，D2-MAC制电视系统已由法国“1”于1985年9月出版的“2”文献予以详细说明，其宽高比（幅型）与普通的4∶3不同，例如为16∶9。〔（1）总理通信技术秘书处-“Premier Ministre Secretariat”，（2）D2-MAC-数据包系统的规范-“Speci-fication des Systemes D2-MAC/Packet”〕。在HD-MAC电视系统中，选择实现这种传输高清晰度电视图像的图像编码技术和隔行方法时，所根据的条件是：必须能够把HD-MAC电视系统发展地引入到D2-MAC系统中去，同时，必须使现有的D2-MAC设备能够继续使用并能保持其原设计质量。由于有这种兼容性的限制，所以，HD-MAC电视信号的带宽和信号格式至少应该相应于D2-MAC电视信号。为了传输关于图像编码、隔行方法和所用的宽高比的信息（以下简称为图像编码信息），最先提到的那篇论文建议，在已知的HD-MAC系统中，在场逆程期间传输这一信息。但是，实际上，场逆程期间主要用于传输图文广播信息，而且，场逆程期间也提供不了足以传输这种图像编码信息所需的容量。
本发明地目的是，在本文开始的第一段所描述那种类型的HD-MAC电视系统中提供简单地传输数字式图像编码信息，同时，保持与D2-MAC电视系统相兼容的可能性。
因此，根据本发明，这样的电视广播系统，其特征在于，把数字式图像编码信号和声音/数据分量一道包含在上述频分多路复用的第一部分，该数字式图像编码信号的比特率对声音/数据分量的比特率为一个固定的比值，并且最多等于声音/数据分量的比特率。
与已知的HD-MAC电视信号相比，当利用本发明的方法时，每单位时间能够传输多得多的图像编码信息，结果获得更高的清晰度。把图像编码信号的比特率（因而，也就是图像编码信号的时钟频率）与声音/数据分量的比特率结合起来，提供了对于图像编码信号可靠地进行编码和解码的可能性，同时，能够简单地防止图像编码信号的频谱与声音/数据分量的频谱重叠起来。
根据本发明用于这种电视广播系统的、包括时分多路分离装置的电视接收机，是以耦合到时分多路分离装置的输出端上的频分多路分离电路为特征的，该频分多路分离电路把以频分多路复用方式包含在第一部分中的声音/数据分量和图像编码信号分离开来;通过时间扩展电路把频分多路分离电路耦合到图像编码信号处理装置上，频分多路分离电路包括时钟频率电路，利用时钟频率电路从耦合到时轴扩展电路上的声音/数据分量的时钟频率中得到数字图像编码信号的时钟频率。
这样的电视广播系统的一个优选实施例，其特征在于数字式声音/数据分量的比特率是图像编码信号比特率的整数倍;还在于把数字式图像编码信号调制到副载频上，该副载频是数字式图像编码信号时钟频率之半的整数倍。
这种方法提供了在发射机和接收机中使用内插滤波器的可能性。这种内插滤波器本身是已知的，例如，从《电气与电子工程师协会议事录》1981年3月第69卷第3期第300-331页所载R.E.克罗希尔和L.R.拉维纳所写论文“数字信号的内插和十中抽-导论”（“Interpolation and Decimation of Digifal Signals-A Tutorial Review”by R.E.Crochiere and L.R.Rabiner，published in Proceedings of the IEEE，VoL.69，no.3，March 1981，PP.300-331）中可知，内插滤波器降低了发射机和接收机中用来选择基带声音/数据和/或调制有图像编码信号的副载频对滤波器所提出的选择性要求。
因此，用于这样系统中的电视发射机是以内插滤波器为特征的，该滤波器的取样频率为数字式图像编码信号时钟频率整数倍，用于选择中心频率为时轴压缩的图像和亮度分量取样频率之半的数字式图像编码信号的频谱。
发射机的副载频最好选为时轴压缩的亮度分量取样频率之半。因此，由第一部分构成的时分多路复用信道的容量被应用到最佳程度。
与刚提到的电视广播系统中这样的电视发射机配用的、具有用来再生时钟频率为20.25MHZ的时钟再生的电视接收机，其特征在于频分多路分离电路包括第一和第二取样电路，把第一和第二取样电路共同连接到频分多路分离电路的输入端上，刚提到的时钟频率加到该频分多路分离电路上、用来在第一和第二取样电路中对于包含在第一部分中的频分多路复用信号进行交替取样，把第一和第二取样电路的输出分别耦合到加法器和减法器上进行相互加减，该加法器经过截止频率为声音/数据分量时钟频率之半的低通滤波器耦合到声音/数据信号的处理装置上，该减法器经过截止频率为数字图像编码信号时钟频率之半的低通滤波器耦合到图像编码处理装置上。
这种方法提供了以简单的方式来实现频分多路分离电路的可能性。
最后提到的电视接收机的另一个优选实施例的特征为，在频分多路分离电路之前为具有奈奎斯特边界的低通滤波器，该边界处在时轴压缩的亮度分量的取样频率之半处。
当采用本方法时，低通滤波器不但用于图像编码信号，而且用于频分多路复用声音/数据分量，同时，防止了折叠。
如果数字式图像编码信号是双二进制编码的，则根据本发明的电视接收机最好是以维特比（Viterbi）解码为特征，该维特比解码被耦合到频分多路分离装置的输出端上，并且适应于双二进制编码、用来校正至少是在数字图像编码信号中的错误。
当采用本方法时，借助于双二进制编码把发射机端所提供的冗余度用于接收机，供校正错误用。
用来对于图像编码信号进行这样的双二进制编码的发射机，最好是以双二进制编码电路为特征，利用双二进制编码电路对数字式图像编码信号进行双二进制编码，该电路包括具有第一输入端、第二输入端和一个输出端的异或门，第一输入端构成了数字式图像编码信号的输入端，输出端通过第一延时电路连接到第二输入端上，所述输出端耦合到减法器的第一输入端上，并且通过第二延时电路耦合到减法器的第二输入端上，所述减法器提供二进制编码的图像编码信号，所述第一和第二延时电路实现互相相等的比特延时，比特延时的数值最多等于数字式图像编码信号的时钟周期。
下面将参考附图，通过实例，较为详细地描述本发明，其中：
图1示出根据本发明的电视广播系统中，时分多路复用电视信号行周期的时间图;
图2示出占据时分多路复用电视信号中第一部分持续时间的频分多路复用信号的频谱;
图3示出在图4发射机中内插滤波器输出端上得到的、已调数字式图像编码信号的频谱;
图4示出适合于发射所述时分多路复用电视信号的电视发射机;
图5示出用来接收所述时分多路复用电视信号的电视接收机。
图1示出根据本发明的时分多路复用电视信号行周期的时间图，该时间图依次包括：第一部分为11微秒，箝位期C为1微秒，第二部分为17微秒和第三部分为34微秒;这些部分依次包含数字式声音/数据分量S/D3箝位期C，时轴压缩色度编码（彩色）分量U/V和时轴压缩亮度编码分量Y。时轴压缩的色度和亮度分量（以下称为图像分量）的取样频率为20.25MHZ，以此频率压缩以后压缩系数为 3/2 （对于Y信号）和3（对于U/V信号），因为在所示情况下，在压缩以前的取样频率为13.5MHz（对于Y信号）和6.75MHz（对于U和V信号）。如果信道的基带带宽定义为通过相关信道所能传输的基带信号的最大带宽，并且从信道的基带带宽分别为8.4和10.125MHz出发，则Y信号取样的最大带宽分别为 2/3 ×8.4＝5.6MHz和 2/3 ×10.125＝6.75MHz，U/V信号取样的最大带宽分别为 1/3 ×8.4＝2.8MHz和 1/3 ×10.125＝3.4MHZ。实际上，选定的有效信道带宽要稍宽一些，例如，信道基带宽度为10.125MHz时，要选为12MHz，这是为了在接收机中能够以足够的选择性把信号滤出来。
在较宽带宽的同一信道宽度（例如，8.4MHz）时，通过对于Y信息利用较低的压缩值（例如， 5/4 ），以及对于U/V信息（未示出）利用较高的压缩值（例如，5），对于Y信息就可以得到较大的带宽（即6.75MHz），但是，这是以对于U/Y信息得到较小带宽（即1.7MHz）为代价的。这一实例中的第二部分（未示出）为10.4微秒，第三部分为41.6微秒。
因为除了通用于D2-MAC电视系统中的4∶3宽高比以外，16∶9的宽高比一定可用，所以，已经出现了四种与不同压缩值相结合的不同类型的图像编码。为了改善垂直和水平方向上的分辨率，能够以不同的方法来执行依赖于运动的图像编码操作。有关这一问题本身的描述，可从最先提到的那篇论文中得知。
图2示出根据本发明以频分多路复用方式包含在时分多路复用电视信号第一部分中的声音/数据分量fD2以及数字式图像编码信号fHD和f′HD的频谱。正如从最先提到的那篇论文中可知的那样，fD2从O延伸到时钟频率之半（ (fcl)/2 ），即5MHz左右。数字式图像编码信号是调制到副载频fsc上的、压缩载波的双边带调幅（DSBAMSC），fsc的选择应使得fHD在fD2的频谱之外，并使fHD全部或至少有一半处于 (fcl)/2 与传输信道的基带截止频率之间。fsc对于能够简单地恢复出来的时钟频率最好为固定的比值，例如，fsc具有声音/数据分量的比特率fcl（fcl＝10.125MHz），并且fsc等于或接近信道基带的截止频率。于是，在第一部分中传输的频分多路复用信号包括残留边带形式（即频谱的下边带和部分上边带）的、调制到fsc上的图像编码信号。而且，可以建议，使数字式图像编码信号的时钟频率与上述能够简单地恢复出来的时钟频率有固定的关系。数字式图像编码信号的时钟频率或比特率最好是声音/数据分量的 1/(N) 倍，此处，N＝1，2，……这样就可以利用内插滤波技术了，正如下面将要详细地描述的那样。在图2中fHD所示情况下，数字式图像编码信号的比特率选定为声音/数据分量比特率的 1/3 ，即3 3/8 Mb/S，而fsc在 5/6 fcl＝8.4MHz处。在借助于图2中f′HD所示情况下，把数字式图像编码信号的比特率选定为等于声音/数据分量的比特率，而fsc在fcl＝10.125MHz处。为了防止折叠，由发射机和接收机构成的传输信道在各相应的fsc值处，应该具有低通的奈奎斯特边界。
图3示出内插技术得到的数字式图像编码信号的频谱，内插技术用来实现图2中以fHD标出的频谱，这种内插技术下面将要加以描述。
图4示出根据本发明的电视发射机，该电视发射机包括图像信号变换器1，来自视频信号源（未示出）的电视图像信号的基色信号R、G、B通过三个输入端加到1上。这三个基色信号被变换成数字形式的两个色度分量U和V以及一个亮度分量Y。正如最先提到的那篇论文中所描述的那样，这种图像信号变换还可以依次包括：扫描变换（即从隔行图像过渡到逐行图像）、垂直滤波、十中抽一和隔行（未示出）。色度分量U和V被加到色度滤波器2上，经过选择以后，色度滤波器2把U和V信号逐行交替地加到图像编码电路C上。亮度分量Y也被加到图像编码电路C上，对于该亮度分量Y、以及U/V进行适当的编码，例如，借助于从安内加尔等人所写论文本身中就能得知的、与运动有关的图像编码，在该编码方法中形成了所谓的运动矢量。把图像编码电路C耦合到压缩电路3上，在3中，已编码的图像分量被时轴压缩到如上所述的第二和第三部分的数值。压缩电路3耦合到时分多路复用装置4上，通过发射机的调制和输出级5，把4耦合到发射机天线TA上。
所示发射机还包括声音/数据信号处理部分7，7具有8个音频输入端Ia1-Ia8和数据输入端Id1-Idm，模拟式单声或立体声音频信号加到Ia1-Ia8上，m个数字式信息信号加到Id1-Idm上。该声音/数据信号处理部分7把音频信号数字化，并将其与数字式信息信号一道形成数据包结构的声音/数据信号S/D，再将其耦合到时钟控制的压缩电路8上，在8中，对声音/数据信号S/D进行时轴压缩，压缩到第一部分的上述值。于是S/D的比特率为10.125Mb/S。通过双二进制编码电路9、内插滤波器10（以下将要描述）、加法器11和低通滤波器16，把压缩电路8耦合到时分多路复用装置4上，在4中，S/D与Y和U/V一道形成时分多路复用电视信号，正如从最先提到的安内加尔等人所写论文本身中就能得知的那样。
内插滤波器10是基于，例如，从以上提到R.E.克罗希尔和L.R.拉维纳所写论文中得知的内插技术。在由时钟频率fcl＝10.125MHz确定的取样瞬间，以比特值dn加到内插滤波器10上的S/D比特序列，通过时钟控制的延时电路C1，以不变的形式到达开关S的端子a上。在变换电路C2中，根据该S/D比特序列，把内插比特序列计算出来，其比特值满足下列表达式：
Σj = - kkdn + jS i n π2 j + 12π ( 2 j + 1 )2]]>
，其中，K-∞
为了防止计算时间拖长，实际上K是3-4。把这些比特值和比特值dn一起，以等于fcl＝10.125MHz的时钟频率从最后提到的延时电路C1中同时读出。通过把开关S切换到频率2fcl上，就得到了新的比特序列，当m＝2n时，其比特值dm等于dn，当m＝2n+1时，其比特值满足上述表达式。在 (π)/(Ta) 与 (3π)/(Ta) （此处，Ta＝ 1/(fcl) ）之间的范围内，以频率2fcl这样得到的新比特序列dm的频谱中并不包括信号分量或频率瓣，所以，与不采用内插滤波器10相比，降低了对于低通滤波器16选择性的要求。
根据本发明的发射机还包括图像编码信号的整形器CI，CI耦合到图像信号变换器1、图像编码电路C和压缩电路3上，以便形成数字式图像编码信号式HD信号，该信号包括加到图像信号上的有关图像编码的信息，特别是包括运动信息、压缩、宽高比，等等。图像编码信号整形器CI通过压缩电路12、双二进制编码电路13、以及用作调制器和滤波器的内插滤波器14耦合到加法器11上。
压缩电路12将HD信号压缩到所述第一部分的期间内，所选HD信号的比特率选为，例如是S/D信号比特率的 1/3 或等于S/D信号的比特率，时钟频率是 (fcl)/3 或fcl。
双二进制编码电路13具有一个异式门OF，OF具有第一输入端、第二输入端和一个输出端，压缩电路12的HD信号加到第一输入端上，它的输出通过第一延时电路D1，反馈到刚提到的第二输入端上。该输出信号还耦合到减法器S1的第一输入端上，并通过第二延时电路D2耦合到减法器S1的第二输入端上。延时电路D1和D2的延迟时间互相相等，其大小等于HD信号时钟频率的一个周期。双二进制编码电路9和13互不相同之点在于：电路（9）在电路（13）具有减法器的位置上包括一个加法器（未示出）;还在于：在票嗦氲缏?中，加法器之后为电平移动（未示出），同时，与第一延时电路D1和第二延时电路D2相对应的电路的延迟时间当然适应于S/D分量的时钟频率fcl。
双二进制编码电路13提供在 (2k+1)/(T) π（此处，k＝0，±1，±2……）的附近对称分布的频率瓣，其中 1/(T) 等于相关信号的时钟频率，即 (fcl)/3 ，如图3中虚线曲线和实线曲线所示。因为具有电路9结构的双二进制编码电路在 (2kπ)/(T) （此处，K＝0，±1，±2，等）的附近提供对称分布的频率瓣，所以，双二进制编码电路13的工作可以与电路9相比较，电路9之后为频率等于时钟频率之半（ 1/(2T) ）的调制。
在原理上，内插滤波器14的工作与内插滤波器10相同，但内插滤波器10是选择基带频率瓣而内插滤波器14是选择 (5π)/(T) 周围的频率瓣。所以，在变换电路C1′-C′6中，根据双二进制编码电路13里原始HD信号的比特值Dn，把6个新的比特序列D′6n+0-D′6n+5计算出来，其比特值满足：
D′6 n + i=Σj = - kkDn + j3π ( 6 j + 1)S i nπ ( 6 j + 1)3]]>
此处，i＝1，2，……5，同时，K→∞
正如以上关于dm所述，为了防止计算时间拖长，实际上K等于3或4，并且，D′6n＝Dn，即D′6n等于原始的HD比特序列Dn延迟了C2′-C6′的计算时间。
以数字式图像编码信号HD的脉冲频率把新的比特序列D′6n+1-D′6n+5读出。在倒相电路INV1-INV3中，分别把D′6n+1、D′6n+3和D′6n+5倒相，以最后提到的HD信号的时钟频率把这样得到的比特序列D′6n+0-D′6n+5加到移位寄存器SR中6个连续的存储单元上，以等于HD信号时钟频率6倍的时钟频率相继读出。
在移位寄存器SR输出信号的频谱中，不存在图3中虚线曲线所示在 (π)/(T) 和 (3π)/(T) 周围的第一和第二频率瓣，存在着实线曲线f1、f2、f3和f4所示在 (5π)/(T) 等周围的频率瓣。在加法器11中，把HD信号的这些频率瓣f1-f4和前述基带S/D信号相加，形成如图2所示S/D、HD的频分多路复用信号（以后称为S/D、HD FMX），借助于低通滤波器16，能够很简单地从该频分多路复用信号中滤除较高频率瓣f1、f2、f3等的部分上边带，并能把该频分多路复用信号的带宽限制为8.4MHz左右的基带宽度。频分多路复用信号加到时分多路复用电路4上以后，它就包含在根据本发明的时分多路电视信号的第一部分中了。对于给定的时钟频率值，HD频谱的中心频率fsc为8.4MHz，这近似等于压缩以前图像分量取样频率之半。压缩电路、编码电路和内插滤波器所需的时钟频率，都能够以简单的方法在分频器15中通过分频从单一的时钟信号里引出。
信道基带宽度为10.125MHz时，借助于图2中曲线f′HD所示的方法，来改变已调HD信号的频谱是可能的。
所以，HD信号的比特率、因而HD信号的时钟频率都应该选为等于声音/数据分量的比特率，二进制编码电路13应该用与电路9相同的二进制编码电路来取代，内插滤波器14应该对应于内插滤波器10，条件是通过倒相电路（未示出），把与变换电路C2相对应的变换电路的输出连接到与b相对应的端子上。
图5示出适合于与图4电视发射机配用的根据本发明的电视接收机。所示电视接收机包括接收机部分17，在17中，把欲收的射频时分多路复用电视信号选择出来，把它解调并且变换成基带信号。接收机部分17通过低通滤波器18耦合到时分多路分离装置19上，18在已调HD信号的中心频率fsc周围具有奈奎斯特边界。奈奎斯特边界防止在进一步处理时分多路复用电视信号的分量时可能出现的折叠，并限制由发浠徒邮栈钩傻拇湫诺赖拇涮匦裕缭谕?中斜线所表明的那样。装置19把时分多路复用电视信号分离成各个原始分量：Y、U/V、以及S/D、HD FMX信号。图像信号分量加到与分离装置19耦合的模/数变换器AD上，在该模/数变换器中，把Y和U/V数字化，接着，在扩展电路TE中进行时轴扩展。在其后的图像解码电路PD中，借助于在S/D、HD FMX信号中传输的HD信息，对Y和U/V进行解码，在数/模交换器DA中，把已解码的Y和U/V信号变换成模拟形式，并且借助于图像信号变换器20，把它变换成基色信号R、G、B。
S/D、HD FMX信号通过多路分离电路19的一个端子21加到频分多路分离电路22上。该电路22包括分别耦合到端子21上的奇、偶取样装置OS和ES，还包括用来产生时钟频率的时钟发生电路29，时钟频率为声音/数据分量S/D频率的两倍，即2fcl＝20.25MHz，也就是亮度信号的取样频率，该时钟频率被加到所述奇、偶取样装置OS和ES上。奇、偶取样装置OS和ES交替地对S/D、HD FMX信号进行取样，形成了以时钟频率fcl分别出现在OS和ES输出端上的所谓奇、偶信号样本。这些输出被耦合到加法器A和减法器S2的输入端上，在A和S2中，对这些奇、偶信号的样值分别地相互加减。
这样，加法器A提供数字基带声音/数据信号S/D，经耦合到加法器A的低通滤波器23进行选择以后，可在S/D端子24上得到S/D信号。低通滤波器23的截止频率选为5MHz，它近似等于声音/数据信号原始基带的最高频率。S/D端子24耦合到声音/数据分离电路25上，在25中，声音/数据信号S/D被分离成互相独立的声音和数据信号，然后分别耦合到声音信号处理装置26和数据信号处理装置27上，以便对这两种信号进行进一步处理和显示。
减法器S2提供数字基带HD信号，经耦合到减法器S2上的低通滤波器30进行选择后，可在HD端子31上得到HD信号。低通滤波器30的截止频率选为3.4或5MHz，当时钟频率为 (fcl)/3 或 (fcl)/2 时，它近似等于原始基带HD信号的最高频率。HD端子31耦合到图像编码信号处理装置32上，对图像编码信号进行处理，并把压缩信息加到扩展电路TE上以及把图像编码信息加到图像解码装置PD上。
频率多路分离电路22的工作是基于从最先提到的R.E.克罗希尔等人所写论文中得知的十中抽一技术。
显然，除掉所示的这种应用以外，本发明的概念还可用于调制一解调方法。例如，在图4电视发射机中，数字图像编码信号可以直接在作为调制器的乘法器中调制到频率fsc上，或者通过与双二进制编码电路9相对应的、传统的双二进制编码电路在乘法器中调制到fsc上。当比特率和fsc的值选得适当时，由此得到的信号可以被图5所示的电视接收机接收，在图5所示电视接收机中，频分多路分离电路22可以被更加传统的类型（例如，用于声音/数据分量的第一低通滤波器和一个解调器，在解调器之后为用于图像编码信号的第二低通滤波器）所取代，或者22根本不被取代。而且，所述fsc和HD信号比特率的数值，只是为了解释的目的才提到的，也可以采用经过适当选择的其它数值。
在电视接收机中，利用适应于HD信号的双二进制编码和/或声音/数据分量的双二进制编码的双二进制维特比解码是可能的，正如在以申请人的名义申请的第8703085号法国专利申请中所描述的那样。用这样的解码方法，对于所接收的双二进制HD和/或声音/数据信号中的传输错误，能够校正到一定程度。这样的双二进制维特比解码最好是在信号处理装置32和/或25、26或27中进行。