本发明涉及电力变换器，尤其涉及含有电流型逆变器的电力变换器，它适用于当增加种种新功能于电力变换系统时、防止电流型逆变器输出中的高次谐波分量作用于负载。 JP-A-62-163579最近提出了一种PWM（脉宽调制）电流型逆变器，其优点在于，其控制电路在结构上简单，利用它驱动的电动机噪声可以减少。日本电气工程师学会1987年会议发表的文章中（No15）报道了这种PWM电流型逆变器应用于要求高可靠性和高宁静的电梯控制之中的情况。
这种类型的电力变换器包含一变换器单元、和一逆变器单元、在两者之间插入一直流电抗器。变换器单元由包含单片微机的控制单元进行PWM电流控制，而逆变器单元也由包含微机的控制单元通过PWM控制进行频率控制。变换器单元的微机接收来自电源的零交叉信号（过零信号），用该信号实现同步。与电源同步的方法参见日本专利JP-A-62-171470、JP-A-62-290359、JP-A-63-7165和JP-A-63-7166中。
然而传统方法地缺点在于：如果电源同步达不到高精度、则变换器单元的直流输出电流有6或12倍电源频率的脉动（ripple），如果直流电抗器的电感很小，则脉动就会通过逆变器单元加到构成负载的感应电动机上，从而在电动机中产生扭矩脉动。扭矩脉动是一种旋转脉动、在机械系统中会产生振动或噪声，且会损坏连接件或类似部件。用这种电动机驱动的电梯也会使乘在里面的乘客感到不舒服。在传统的方法中这个问题是通过加大直流电抗器的电感来解决的。但是，当整个系统在容积上增大时，直流电抗器的体积和费用不可避免地要增加。因此在大容量的系统中，有必要减少直流电抗器的体积和成本。
日本电气工程师学会1988年年会第1483号文中提出了有关这一点的改进技术。这一技术是在控制电流型逆变器系统中按照直流电源脉动变换逆变器的脉冲分布。然而逆变器的输出电流不一定是正弦形式，而是其中包含了许多高次谐波分量。因此，这种扭矩脉动不能有效地减少。
另一方面，JP-A-62-163577中提出了一种使电流型逆变器系统的输出正弦特性与有效地利用输出电流相配的系统，其中，一预定的时间间隔，在每次采样中，与三相正弦波的瞬时值成比例地划分。这种已有技术方法必须解决有选择地除去包含在输出电流中的哪些高次谐波的问题，以及为了这一目的，怎样计算PWM脉冲的宽度的问题。
如上所述，传统的方法在全力考虑其逆变器的控制时没有充分注意到减小直流电抗器的电感或电流型逆变器系统输出的高次谐波分量。因此要减小直流电抗器的尺寸、从而降低成本或高次谐波输出分量是很困难的。
因此，本发明的目的之一是提供一种包含电流型逆变器的电力变换器，它可以减少直流电抗器的尺寸。
本发明的另一目的是提供一种包含电流型逆变器的电力变换器，它适合于提供给负载以一其高次谐波分量降低了的电流。
本发明的再一目的是提供一种包含电流型逆变器的电力变换器，它适合于给负载提供一个从其所有高次谐波分量中降低特定高次谐波分量的电流。
按照本发明提供的电力变换器包含一逆变器单元的PWM控制系统，该控制系统包含根据种种指令控制PWM控制的调制率的装置。
在逆变器单元的PWM控制系统的PWM控制中引入的调制率的控制，允许逆变器单元的输出电流精确地按照预定的指令进行控制，结果叠加在加到逆变器上的直流电流上的脉动以及输出电流的高次谐波分量的影响传输到作为负载的感应电动机上时大为减弱，使感应电动机或负载精确地受指令的控制。
图1是按照本发明的一实施例的电流型逆变器的基本电路结构的方框图。
图2是按照本发明的一实施例的事件计算过程的流程图。
图3是加到图1实施例的逆变器单元的每个晶体管上的脉冲图形的、作为举例说明的时间关系图。
图4是解释图2流程图中的步骤F1400的工作的示意图。
图5是按本发明一实施例、在微机10中进行的脉冲图形的事件设置过程的流程图。
图6是按本发明的第二实施例的电流型逆变器的基本电路结构的方框图。
图7是图6实施例中事件计算过程的流程图。
图8A和图8B是在图6实施例中进行的直流电流的脉动分量和纠正调制率数据之间的关系图。
图9是按本发明的第三实施例的电流型逆变器的基本电路结构的方框图。
图10是图9实施例中事件计算过程的流程图。
图11是本发明第四实施例的电流型逆变器的基本电路结构的方框图。
图12是图11实施例中的事件计算过程的流程图。
图13是用于图1实施例中的调制率指令图。
图14是对图11中第四实施例有所改变的结构方框图。
图15是本发明的第五实施例、用于驱动电梯的电流型逆变器的基本电路结构的方框图。
图16是本发明第六实施例的电流型逆变器的结构方框图。
图17是图16中的实施例中的事件计算过程流程图。
在图1的本发明第一实施例中，编号1系一三相交流（AC）电源，2是过压控制电容器，3是电流型变换器单元，编号31到36是作为开关元件的晶体管，4是直流电抗器，5是电流型逆变器单元，编号51到56是其作为开关元件的晶体管，6是过压控制电容器，7是感应电动机，它作为负载的例子，8是直流电流检测器，9是将初级电流指令ⅰ＊1与反馈值ⅰ作比较的比较器，编号10、11是构成控制部分核心的单片微机，它将脉冲图形（控制信号）加给晶体管31到36和51到56（单片机10和11由相同的硬件构成，因此下面只对单片微机10进行解释）。附带说一下，变换器单元3的微机11完成这样一些处理过程：（1）电源同步，（2）发送与电源频率相一致的频率指令，（3）根据电流误差提供相位指令。同样、电流也是由PWM控制进行控制的。
单片微机10是用于通过PWM控制逆变器单元5的频率的，它包含：一输入口101;一内部总线102;一只读存储器（ROM）103，用于储存程序和脉冲宽度数据表等;一随机存取存储器（RAM）104，用于暂存或作为寄存器;一算术逻辑单元（ALU）105，执行计算等;一事件设定寄存器107（所谓“事件”是指表明输出信号是高电平还是低电平），以便将包含预定脉冲图形的控制信号加到输出口106;一时间设定寄存器108，用于设置某一事件开启的时刻;一保持寄存器109，它与设定寄存器107、108相连，并保持它们的内容;一相联存储器110，设定在保持寄存器（a holding register）109中的几组数据顺序地以循环形式储存在其中;一定时器（a timer）111，它产生一实时数据;一比较器112，用于将定时器111的时间与相联存储器110中的设定时间数据相比较，且当它们相互一致时从那儿产生一输出;和一执行控制器113，它连到输出口106且通过比较器112触发而控制设定事件。
编号12是初级电流指令ⅰ＊1端，该电流指令加到变换器控制系统。编号13、14是频率指令ω＊1和相位指令θ＊端，该两指令加到逆变器控制系统。编号15是提供电源同步信号的信号线。初级电流指令信号ⅰ＊1通过延迟元件16加到比较器17，延迟元件产生一与电流控制系统中的响应延迟相应的延迟，也就是说，在这样的反馈控制环中：初级电流指令信号ⅰ＊1和由检测器8所检测的直流电流相比较，且两者间的误差在△ⅰ1由比较器9检测，最后使该误差减小为零。直流电流检测器8检测出的直流电流ⅰ1，另一方面也被加到比较器17。该比较器17产生的电流脉动分量△ⅰ＊1被加到单片微机10，用来控制逆变器单元5。
现在，假定在本发明第一实施例的输出口106上发生一个事件，下面参照图2说明在单片微机中，事件计算过程程度F1000确定加到组成逆变器单元5的开关元件的晶体管51到56（S51到S56）上的脉冲图形的流程。
（1）首先步骤F1100从输入口101读入脉动分量△ⅰ＊，以便在控制频率指令ω＊1、相位指令θ＊和调制率中提供一调节项。频率指令ω＊1和相位指令θ＊在单片微机10中计算的情况下，输入口仅可读出脉动分量而不能读出其它量。
（2）步骤F1200在每个规定的时间间隔△t1上对频率指令ω＊1（HZ）积分，且相位指令θ＊加到该积分上以便确定总相位θT。
（3）步骤F1300为现行总相角θT确定产生脉冲图形六个模式中的一个，360°电角度中每60°一个脉冲图形模式。也就是说，按照这个总相角确定输出事件，总相角θT和六个模式间的关系与本发明的实质没有直接联系，这儿不详细叙述，可参见例如JP-A-62-163577中的描述。
（4）最后，步骤F1400确定时间TA和TA+TB，在这时间上，脉冲的二进制电平“0”或“1”分别在中断间隔△t1期间被改变，（如图3所示，TA是S53的导通期间，T13是S51的导通期间，而△t1-（TA+TB）是S52的导通期间，此时0≤θT≤60°），这种改变是参照基于总相位θT的数据表进行的。而且，根据从所取入的电流脉动△ⅰ＊和基准调制率γ所确定的调制率（γ-△ⅰ＊）-该基准调制率γ用来确定在微机中由逆变器单元5改变的变换器单元3的输出的程度-，对上面的时间数据TA和TA+TB用下面所述的方式进行纠正：
TA′←（γ-△ⅰ）·TA（1）
（TA′+TB′）←（γ-△ⅰ＊）（TA+TB） （2）
如果脉动分量△ⅰ＊为零，这种纠正是通过按照基准调制率数据γ分别把所找的时间数据TA和TA+TB重写成γ·TA和γ·（TA+TB）来进行的。当脉动分量△ⅰ＊为正时，就是说由直流电流检测器8所检测到的直流电流ⅰ1稍大于电流指令ⅰ＊1时，则把脉动分量△ⅰ＊，即调整项考虑进去的调制率指令是（γ-△ⅰ＊），它比基准值γ小△ⅰ＊。当脉动分量是负的时候，则调制率指令是（γ-（-△ⅰ＊）），它比基准值γ大△ⅰ＊。如果所找的时间数据TA和TA+TB由此值修正的话，那未纠正后的时间数据TA′和TA′+TB′其时间宽度比时间数据TA和TA+TB短一个等于脉动分量△ⅰ＊的值。以上所述基准调制率γ可根据脉动分量向正的或负的方向纠正，它被置于小于1的值如0.9或0.95。这对下面所描述的其它实施例也是一样。
图3是分别加于开关元件51到56的脉冲图形S51到S56的一个例子，它们对应于晶体管的一个开关周期△t1，也就是加于逆变器单元5的晶体管51到56的通断脉冲图形部分。在图3中，实线表示无脉动，虚线表示有脉动存在。
在用于晶体管S52的脉冲宽度中，用相应于△ⅰ＊的值作纠正脉宽数据，为晶体管S52提供一短路相位由此使短路电流增加或减少。换句话说，当△ⅰ＊为正时，其脉动分量不会作为逆变器单元5的输出而产生，而是流过短路相位臂的晶体管S52。当△ⅰ＊为负时，TA+TB＜TA′+TB′，因此加到晶体管S52的脉宽变窄，所以晶体管S52中的短路电流相应减少（减少该脉动量），从而增加逆变器单元5的输出。结果即使输入到逆变器单元5的直流电流比电流指令ⅰ＊1大或小一个脉动分量△ⅰ＊，逆变器5的输出电流仍被控制得与电流指令ⅰ＊1相一致，且产生一正弦波形的输出电流。
步骤F1400确定基准调制率γ和围绕该调制率γ控制逆变器单元5的调制率的理由是因为所检测的脉动分量△ⅰ＊有正和负的两种特性，因此和以前所述不同，有可能要求调制率向上纠正。例如，假定基准调制率γ是0.95，则逆变器单元5的电流利用率平均降5%。
为确定脉动分量△ⅰ＊的延迟元件16针对电流指令ⅰ＊1插入，这样做的原因在于：简单地比较电流指令ⅰ＊1和所检测的电流ⅰ1，在电流指令ⅰ＊1突然变化时会导致所检测的脉动分量与暂态误差相混，结果使变换器单元3的控制系统干扰逆变器单元5的控制系统。本发明实施例的延迟元件是基于对电流控制系统的操作延迟而加以模拟的。如果限制调制率的调节项（γ-△ⅰ＊）（针对电流脉动分量△ⅰ＊）的装置连到比较器17或包含在图2的步骤F1400中以便微机10进行软件处理，则以上所述干扰现象就能防止。
在处理前面所述步骤F1400中，为了根据总相角θT确定脉冲宽度TA和TB，需检索一个表。具体地说是查一张表明如图4所示的电角度0°到60°范围内，每个预定的电角度或相角θT上一对正弦曲线的数值的查找表。短路相位（shortcircuiting phase）的脉冲宽度按如上所述由（△t1-TA-TB）来确定，因此不需要特定的表。在上面所提到的日本专利JP-A-62-163577中，详细地描述了一种按正弦波峰值分布来计算脉冲宽度的方法。
上述过程确定两个数据项，包括设置在事件设定寄存器107和时间设定寄存器108中的事件和事件变化的时间这些数据项要求设置在相联存储器108中供输出口控制之用以便通过输出口106控制逆变器单元5的晶体管51至56。
设置这些数据项的步骤F2000的流程示于图5中，下面将参照图5进行说明。F2000这一过程是在微机10中完成的。
（1）首先，步骤F2100确定事件和时间是否已按要求在逆变器单元5中的六个晶体管中全部设定，如果回答是“Yes”，过程结束。
（2）如果步骤F2100的判定是“No”同由步骤2200在事件设定寄存器107中设置一个相应的事件，接着由步骤F2300在时间设定寄存器108中设置事件变化的时间，从而完成过程。
上述事件设置过程F2000和时间计算过程F1000，可在每个开关间隔时间△t1中对组成逆变器单元5的开关元件的晶体管51到56分别激励。也就是说，每个时间提供一个开关频率的倒数。换句话说，只要对每个时间△t1进行事件计算和事件设定，则从微机10的输出口106总是产生最后的脉冲图形以控制逆变器单元5。
按照本发明第一实施例，对于逆变器单元调制率控制是按照补偿（offset）加于逆变器单元的直流脉动分量的方式进行的，因此直流电抗器可大为减小，即使有脉动分量时，插入变换器单元和逆变器单元之间的直流电抗器的电感也可以很小。
在逆变器单元5的输出电流中不存在脉动分量，可以确保电动机7的平滑运转，减少了机械系统中的噪声和振动，大大改进由电动机7驱动的电梯的乘用质量。
允许在变换器单元3的输出电流中包含脉动分量，就不需在变换器单元3的微机11中进行使脉动分量减至最小的处理过程，因此，微机11不需另加复杂装置。
图6为本发明的第二实施例，在这实施例中，对从电源1取用三相交流电的变换器单元3的整流脉动（rectification ripple）进行了估计，并通过控制逆变器单元5这边的调制率而除去这种脉动分量。本实施例不同于图1的第一实施例之处在于：在本实施例中，检测脉动起点的电源同步信号15被加到控制逆变器单元5的微机中。在图6中，凡是与图1中相同的元件部分均用与图1相同的编号表示。
本发明的这一第二实施例的工作情况，将参照图7中代表事件计算过程的步骤F1000和图8中的电流波形来描述。事件计算过程F1000是在微机10中执行的。
（1）和在第一实施例参照图2所作的解释的一样，步骤F1100到F1300先读入频率指令ω＊1、相位指令θ＊和电源同步信号15、计算总相角θT，从而确定送给六个晶体管的脉冲图形（事件）。
（2）然后，步骤F1500根据电源同步信号15的输入的时间的推移来查找调制率数据γ′。
通常，变换器单元3的直流输出Id，由于其上叠加了脉动分量，因此有如图8A所示波形。上述纠正调制率数据γ′起补偿（offset）直流电流Id的脉动的作用作为例子，其图形如图8B中所示，或者用平均的说法，这种数据在基准调制率数据γ的上面和下面垂直地交替变化。如果图8B所示数据制成一个表，而且按从信号口15的同步信号的输入时间（A）的时间推移来查阅这个表，那末就可能获得纠正用的调制率γ′。
（3）然后参看图4，步骤F1600根据步骤F1200计算的总相角θT在脉冲图形变化前从图4确定所需的时间数据TA和TA+TB。进而，在步骤F1500确定的纠正调制率γ′用这些时间数据与其相乘，由此计算出纠正的时间数据TA′和TA′+TB′（TA′＝TA·γ′，TA′+1TB′＝TA·γ′+TB·γ′）。这些值用于作为脉冲图形设定数据。
按照上面描述的第二实施例，通过简单地读入电源同步信号来控制逆变器单元就能抵消直流电流的脉动，所以，和第一实施例一样，直流电抗器在尺寸上可以大大减小，比较器电路及其类似电路可从控制单元中除去，从而使线路结构简化。
在本实施中，也和第一实施例一样，通过把脉动电流分量△ⅰ＊加给微机10，可以对该分量进行处理。
图9是本发明的第三实施例，其中控制逆变器5的微机10应用ω＊1、θ＊，电流指令ⅰ＊1和直流电流检测器8所检测的直流电流ⅰ1。
在图9实施例中，凡是与图1中相同或相应的元部件，均分别用与图1相同的编号表示。
在第三实施例中，微机10中事件计算过程的步骤F1000，是按照图10中的流程执行的。
（1）首先，步骤F1100读入频率指令ω＊1、相位指令θ＊，同时也读入直流电流ⅰ1和电流指令ⅰ＊1。
（2）然后，步骤F1700给在步骤F1100中读入的电流指令ⅰ＊1补偿一个相应于电流控制系统的延迟，以便计算出补偿值Ⅰ＊1。进而步骤F1800从直流电流ⅰ1中减去该补偿值Ⅰ＊1，以得出电流误差△ⅰ＊，这就是调制率的调整项。
（3）如上述图2的情形一样，步骤F1200确定总相角θT，而步骤F1300按照总相角θT确定加给六个晶体管的脉冲图形（事件）。
（4）最后，步骤F1400，确定在脉冲图形按照步骤F1200计算的总相角θT改变之前，确定图4中的时间数据TA和TA+TB。进而取用步骤F1800确定的调整项△ⅰ＊，对上述时间数据，也就是脉冲宽度数据进行纠正和计算，准备好用于事件设定的脉冲图形。
按照上述第三实施例，和第一和第二实施一样，不但直流电抗器可减小尺寸，而且也不需要外部比较器电路或延迟元件，控制部分的尺寸也减小了。
图11是本发明第四实施例，按照本实施例，它使包含在逆变器输出中高次谐波分量达到最小，逆变器单元5的控制微机10应用频率指令ω＊1、相位指令θ＊和来自端18的逆变器输出电流的调制指令γ＊。在该结构中，微机10中的事件计算过程按照图12中的流程执行。
图11中，凡是与图1中相同或相应的元部件都分别用与图1中同样的编号表示。在图12的流程图中，（1）首先，步骤F1100到F1300读入频率指令ω＊1，相位指令θ＊和调制率指令γ＊，同时和上述其它实施例一样，先确定总相位θT，然后按照总相位θT确定加给六个晶体管的脉冲图形（事件）。
（2）然后，与其它实施例一样，通过查表确定脉冲图形变化前所需时间TA和TA+TB。进而按照在步骤F1100取入的调制率指令γ＊，将时间数据TA和TA+TB纠正到γ＊·TA和γ＊·（TA+TB），由此为逆变器单元5的晶体管51到55准备好脉冲图形。
本发明第四实施例的一个主要特点是确定加给微机10的调制率指令值γ＊的方式。
用各种高次谐波进行试验的实例示于图13。其中横坐标表示调制率指令γ＊的值，纵坐标表示包含在本发明第四实施例结构中的逆变器单元5的输出中的高次谐波的幅值。
由试验结果可见：如果主要着重除掉逆变器单元5输出中的第五次高次谐波的活，则加给以提供逆变器控制的微机10的调制率指令γ＊应设在图13中的C点处。同样，在需要从逆变器单元5的输出中除掉与上述不同的某一特定高次谐波分量的情况下，则调制率指令应设置得使与其特性相对应的高次谐波的幅值为最小。同样，如果要从整体上减少逆变器单元5输出的高次谐波的总体值，则调制率指令γ＊应设置在图13中B点附近，在那儿高次谐波分量整个都减少。在设置调制率指令中，在需除掉特定高次谐波分量的固定控制情况下，所给定的调制率指令可存储在ROM103中。如果要除掉的高次谐波随情况或条件而变化，则指令可从图11所示端18的接口加入。在这种情况下，值γ＊（ω＊1、θ＊、和ⅰ＊1指令也一样），可由主微机来确定（图中未画出）。
如上所述，按照本发明第四实施例，调制率设置在B点或C点。且逆变器单元5的调制率按照图12中的程序受控制，以便从逆变器单元5的输出中除掉特定高次谐波或减少整个高次谐波分量。
然而，在上述第四实施例中，调制率设置在比通常A点为低的点处，在该A点处如上所述基准率为1，以允许逆变器工作在最大输出，由此引起这样的问题：即有瞬间小电流加到电机或组成负载7的其它器件。这一问题可通过由一主环控制电路（未画出）构成的快速反馈控制的运行而得到部分解决。为了更彻底解决这一问，是可引入一种协同控制，即调制率指令γ＊送到变换器单元3的控制微机11，使逆变器这边的电流的减少通过变换器这边的增加来补偿。
图14是具有上述功能的、对本发明第四实施例的结构进行了一些改变后的结构的方框图。
在这实例中，调制率指令γ＊也加到变换器单元的控制微机11，根据这一调制率指令γ＊，微机11以这样的方式控制逆变器单元5，即逆变器这边的电流下降由变换器这边的预先上升来补偿。
在参照图11和14阐述的第四实施例及其修改结构中，调制率指令γ＊从其外面加到逆变器控制微机10。然而这调制率指令γ＊也可事先设置在微机10的ROM103的程序中，这具有相等的效果。
按照图11和14的第四实施例，和本发明第一实施例一样，脉动分量△ⅰ＊也可加到微机10用来补偿脉动分量。
图15是本发明第五实施例结构框图，它应用了图1中的第一实施例。
本发明的第五实施例采用这种结构，即在图1所述第一实施例中构成负载7的电动机，通过钢索63和滑轮62来驱动电梯厢60和平衡块61。在该系统的结构中所采用的直流电抗器的电感小于6毫亨。
通常，一电梯系统包含：包括电力变换器的一控制板，电力变换器包含一变换器单元3、一直流电抗器4、一逆变器单元5和控制微机10、11。该控制板与绞盘电动机或构成电力变换器负载7的其他类似装置一起安装在建筑物的顶层上的机械室内。该机械室空间要小，以便充分利用室内空间。
安装在控制板中的各单元中，已有技术的直流电抗器重几百公斤、电感约10毫亨。这种电抗器又重又笨占据了机械室的很大容积，对电梯系统一直是个不小的问题。
本发明图15的第五实施例是图1第一实施例的具体应用，它用来驱动电梯系统的绞盘电动机，其中，适当地控制逆变器单元3，使其输出达到最佳控制，而不会受到加于该逆变单元3上的、叠加在直流上的脉动电流的影响。结果证实，按本实施例，直流电抗器的电感量低于6毫亨，比已有技术显著降低。
直流电抗器4减少到6毫亨以下，则其重量只有传统的约10毫亨的直流电抗器的一半（如图1所示）。直流电抗器尺寸减小所带来的好处是：（1）减小了机械室的空间;（2）便于搬进机械室;（3）使机械室楼层强度减小;（4）节省了直流电抗器4中的电力损耗;和（5）减小了克服过电压的处理电路的尺寸。
在图16所示的本发明的第六实施例中，变换器单元3的控制微机11和逆变器单元5的控制微机10，除了加有逆变器单元5的调制率指令γ＊外，还加有从端29输入的电力需求指令p＊（a power demand instr uction p＊）。在本实施例应用于电梯控制或需要多种逆变器输出的情况下，当电力需求指令p＊为“1”时表示满载向上驱动或无载向下驱动（重载条件下），电力需求指令p＊为“0”时表示其它情况（轻载条件下）。调制率指令γ＊如上所述是控制逆变器调制率以使逆变器输出的高次谐波分量最小。顺便说一下，电力需求指令p＊，和指令ω＊1和θ＊一样，可从微机10、11的主机（未画出）自动地供给。此外，脉动分量在低的输出范围内其值较大，在高输出范围内其值较小。因此在满载向上运行的高输出范围内，可靠地提供电力给电动机，确保电梯以规定的速度向上运行比消除高次谐波更重要。
下面结合图17来说明能满足上述要求的第六实施例的事件计算过程步骤F1000的运行。
（1）首先，步骤F1100至F1300读取频率指令ω＊1、相位指令θ＊、电力需求指令p＊和调制率指令γ＊，以如上述其它实施例相同方法确定总相角θT，然后根据总相角θT的值确定加到六个晶体管的脉冲图形（事件）
（2）和其他实施例一样，步骤F1400通过查表在脉冲图形改变之前确定所需时间TA和TA+TB。这样所确定的时间数据有这样一个值，它使逆变器控制系统调制率1，即逆变器的输出峰值功率最容易恢复（获得）。
（3）步骤F3000根据电力需求指令p＊的值，决定当前是否要产生满功率。
（4）如果步骤F3000的判定为“Yes”，程序进行到步骤F3200，在那儿不考虑所加的调制率指令，而且把重点放在功率输出上，如上所述提供脉冲宽度数据的时间数据TA和TA+TB将不被纠正。因为逆变器单元5的控制微机10不是专门相对于调制率被控制的，所以当变换器3了解到电力需求指令p＊的要求时它的控制微机11就不承受协同控制任务。
（5）如果步骤F3000的判定为“No”，就是说当不需要满功率输出时，为了确保把控制重点放在脉动补偿上，程序进行到步骤F3100，在这儿，时间数据TA和TA+TB通过查表按照调制率指令γ＊纠正θ并计算纠正数据γ＊·TA和γ＊·（TA+TB）。
在上述第六实施例中，如果负载要求满功率，则调制率指令可不加以考虑，而优先进行功率控制。当不需要满功率输出时，则转而考虑调制率指令，主要着重于控制功能指数，通过电力需求指令p＊，变换器单元3的控制微机11了解到逆变器一侧的增益下降，由此纠正变换器单元3的调制率。
按照本发明第六实施例，当电力变换器的容量受到限制时，如上所述，预定的功能指数可用于控制事件。
本发明第六实施例虽然是结合二进制形式的电力需求指令p＊进行解释的，但这个指令可分成多级，调制率指令γ＊可以依次包含“80%适度控制”、“60%适度控制”等等。
在上述每个实施例中，变换器单元3和逆变器单元5的晶体管31到36和51到56都可用门开关晶闸管GTO（a gate turn-off thyris tor GTO）、场效应晶体管FE、绝缘栅双极型晶体管IGBT、具有换向电路的可控硅（thyristor with commutation circuit）、或具有相同效果的类似器件等来代替。
从前面的描述可理解到，按照本发明电力变换器可以用与通常调制率控制不同因数加以控制，结果是构成直流-交流耦合器的直流电抗器的尺寸可以较小，逆变器的输出的高次谐波较低，和减少了高次谐波穿漏到供给变换器输入的电源侧。作为附加效果，减少高次谐波分量朝电源侧泄漏，一方面可以防止连接于电源的荧光灯闪烁，另一方面可以防止时滞电容器过热。