本发明涉及一种以不同数值的输入电压来向负载供电的电源电路，该电源电路包括由一个变压器初级绕组与第一半导体开关主电流通路构成的第一串联电路以及由该变压器的次级绕组与一个整流二极管构成的第二串联电路，第一半导体开关还有一个控制输入端，第二串联电路有连接负载用的端子;该电源电路还包括用以关断第一半导体开关、设置有控制输入端的另一半导体开关装置，以及给该另一半导体开关的控制输入端提供第一信号的第一装置，第一信号是流经初级绕组电流的一个度量。 举例来说，上述电路可用于给电池再充电或给电子设备供电，不需要切换这些电子设备就有可能将它们连接到不同数值的电压源，例如，不同国家的市电电源。更具体地说，这样一种电源电路可用于电动剃须刀中，它产生供给剃须刀电动机的电源，或将电池充电（如果是充电式剃须刀的话）。
在第0030026号欧洲专利说明书中披露了一种在第一段中所述型式的电源电路。在所述说明书描述的电源电路中，通过一启动电阻加上输入电压后，有一个小电流流入起第一半导体开关作用的第一晶体管的基极，这使得该晶体管部分导通。对此作出响应，变压器初级绕组内有一个小的初级电流流过。其结果是在次级绕组中产生一电压，该电压使得较大的电流通过次级绕组与第一晶体管基极之间的正反馈电路而加到此晶体管的基极。从而，此晶体管被激励至完全导通状态。随后，在通常称之为正程阶段期间，初级电流随时间线性地增长。在先有技术的电路中，第一晶体管的发射极线路中接有一个电阻，第二晶体管的基极-发射极结与此电阻接成并联，这组成了一半导体开关装置。此外，第二晶体管的基极通过一个电阻耦合到次级绕组与整流二极管地连结点。通过此电阻，电流从次级绕组流过接在第一晶体管发射极线路中的电阻。在此电流与初级电流的一个给定和值下，第二晶体管导通，从而使第一晶体管不导通。这导致正程阶段终止，而通常称之为回程阶段开始。因为能量储存在变压器中，在回程阶段期间有一个次级电流流过次级绕组。此电流给电池提供充电电流，或直接给有关设备供电。此次级电流随时间线性地减小，直至第一晶体管再次接通。
由于第二晶体管基级耦合到次级绕组和整流二极管，随着输入电压增高，第二晶体管导通的瞬间来得较早。
这样，该电源电路形成一自激振荡电源，它在恒定的输入电压下产生平均的恒定输出电流。然而，尽管有着所述耦合，此电源中的输出电流在较大程度仍然依赖于输入电压。
从第0188839号欧洲专利说明书还了解到，电源电路设置有实补偿输出电流，它随输入电压的增加而增加，在所述欧洲专利说明书图6所示的电源电路中，这是用一个其电阻连接到变压器次级绕组的阻容（RC）电路来实现的，该RC电路给另一半导体开关装置加一个信号即可开关这些半导体开关装置。输入电压增加时，电容两端较快地达到使另一半导体开关装置接通所需的电压值。
虽然采用了所述措施大大限制了输入电压增加时输出电流的增加，但在市电电压补偿的先有技术方法中，输出电流仍然对输入电压有明显的依赖性。因为，为了防止损坏负载，通过负载的电流，例如，电池的充电电流或电动机的供电电流，应不超过一给定的最大值，所以这种依赖性是不利的。在先有技术的电源电路中，只是在一个单一的输入电压下达到最大可允许的输出电流，而在其它的与之偏离的一些输入电压下输出电流变小。然而，在这些其它的输入电压下，负载不是在最佳状态下工作。例如，需要更多时间来对电池充电，或所连接的电动机不能提供出全功率。
本发明目的在于提供一种含有市电电压补偿的电源，在此电源中输出电流基本上不依赖于在一宽范围内的输入电压。
为此，根据本发明，本文第一段中所述型式的电源电路的特征在于：该电源电路还包括给所述另一半导体开关装置的控制输入端提供第二信号的第二装置，该第二信号是在一低通滤波器输出处电压的度量，此低通滤波器设置成能在第一半导体开关闭合期间，将次级绕组两端的电压滤波。本发明基于这样的认识，即为了在不同的输入电压下获得相同的输出电流，第二半导体开关要设置成使最大初级电流按一非线性曲线随输入电压而变化。在所要的输入电压范围内，可通过组合第一信号与第二信号使此非线性曲线能以令人满意的方式得到逼近，第一信号正比于初级电流，第二信号是从次级绕组产生的电压以一种非线性方式来导出的。曾发现，通过借助于一低通滤波器将次级电压滤波来获得这种非线性关系是极为令人满意的。在由这个初级电流-滤波次级电压组合值所决定的瞬间终止正程阶段，可获得基本上不受输入电压影响的平均输出电流。
根据本发明的电源电路的一个实施方案的特征在于，低通滤波器包括一个第一电阻和一个第一电容器，第一电阻的第一端耦合到次级绕组的一端，第二电阻的第二端耦合到第一电容路的第一端，还耦合到另一半导体开关装置的控制输入端。
根据本发明的电源电路的另一实施方案的特征在于：阴极和第一电容器耦合的第一齐纳二极管设置在另一半导体开关装置的控制输入端与第一电阻和第一电容器的连结点之间。其结果是，在初级电流一滤波次级电压的组合值已达到由该齐纳二极管和另一半导体开关装置的阈值电压所决定的界限之前，另一半导体开关装置不接通。
根据本发明的电源电路的一个实施方案的进一步的特征在于：设置有端子供连接负载用的次级绕组和整流二极管的第二串联电路接成与第一半导体开关的主电流通路相串联的形式。在这样一种电路中，与次级绕组成并联连接的负载不但在回程阶段期间从变压器的次级绕组得到供电，而且在正程阶段期间从所加输入电压中直接得到供电。此外，在这种结构形式下，在回程阶段期间，第一晶体管的基极相对于发射极为负，以致第一晶体管被严格地关断。
现将参照附图，借助于实例，对本发明作更为详尽的描述，在这些附图中：
图1是根据本发明的电源电路的基本电路图，
图2示出根据本发明的电源电路图的第一实施方案，
图3示出负载与第一半导体开关的主电流通路成并联连接的一种实施方案，
图4示出根据本发明的电流电路的另一实施方案，
图5示出在另一半导体开关装置的控制输入端输入电压与两个电压分量的关系曲线，
图6示出根据本发明的电源电路的输入电压-输出电流的特性曲线。
图1是根据本发明的电源电路的基本电路图，此电源电路以大小不同的输入电压向负载供电。在图1中，已省略了一些与了解本发明无关紧要的元件。电路有两个提供输入电压的输入端1和2。此电压可以是经整流的交流电压或直流电压。输入电压经第一输入端1加到变压器TR的初级绕组N1上，构成第一半导体开关S1的第一晶体管T1的集电极-发射极通路与初级绕组N1成串联连接。第一晶体管的集电极-发射极通路形成此开关的主电流通路。第一晶体管的发射极通过由电阻R2构成的第一装置5，耦合到第二输入端2，并耦合到输入电压的负极。变压器TR的次级绕组N2与整流二极管D1成串联，连接后再与负载10成并联连接。负载由两个串联的镍-镉蓄电池11和12所构成，借助于开关S3，直流电动机M能转换成与蓄电池并联。
第一装置5的输出端连接到由第二晶体管T2构成的另一半导体开关装置S2的控制输入端。次级绕组N2和整流二极管D1的连结点还通过第二装置6连接到另一半导体开关装置S2的控制输入端，即晶体管T2的基极。第二装置6由低通滤波器L构成，以使经低通滤波装置L滤波了的第二绕组两端的电压加至第二晶体管T2的基极。第二晶体管T2的集电极连接到第一晶体管T1的基极，即第一半导体开关的控制输入端。
电路的工作情况如下：假设开关S3是断开，接着，该电路向蓄电池11和12提供充电电流。在输入端1和2处存在输入电压时，借助于由电阻R5和电容C2形成的正反馈电路，半导体开关S1闭合。随后，流过初级绕组的电流随时间线性增长，这一阶段称之为正程阶段。在正程阶段期间，次级绕组N2和整流二极管D1之间的连结点相对于绕组的另一端有一正电压。这一电压经第二装置6加到第二半导体开关装置S2的控制输入端。与流经初级绕组N1的电流成正比并由第一装置5所接收的电压也加到这一控制输入端。当这两个电压的组合达到一预定的大小时，就有电流流入第二晶体管T2的基极，而另一半导体开关装置S2闭合，这导致第一半导体开关S1断开。因为在开关S1断开后，初级电流等于零，次级绕组N2两端电压的极性改变方向，它与二极管D1连结点处变负，从而二极管D1导通。在正程阶段期间存储于变压器TR内的能量，现在在通常称之为回程阶段期间，以充电电流形式经二极管D1，加到蓄电池11和12上。该电流随时间线性地减小到零，此后，第一开关S1再次闭合，并开始随之而发生的正程阶段。
因为第二装置6包括低通滤波器L，次级绕组两端的电压在加到另一半导体开关装置S2的控制输入端以前，经过了滤波。由于低通滤波器的非线性特性，在高输入电压场合下，因而在次级绕组两端有一较高的电压值时，在另一半导体开关装置S2闭合以前所经过的时间间隔减小得比正比例减时还要多。于是，正程阶段在一个较低的初级电流值时终止，所以在较高输入电压时，输出电流的增加得到了补偿。
如果开关S3闭合，则电路直接产生供直流电动机M用的直流电流。在此情况下，可以在R2两端并联上一个附加电阻（未示出），这样另一半导体开关装置S2在一个流经初级绕组的较高电流值下闭合，并断开第一半导体开关S1。在此情况下，电路产生较大的输出电流。在其它所有各方面，电源电路的工作情况下前面已描述过的情况相同。
图2示出根据本发明的电路的第一实施方案。包含在第二装置6中的低通滤波器是由串联连接的电阻R1和电容器C1所构成。电阻不向着电容器的一端连接到变压器TR的次级绕组N2的所述端。低通滤波器的输出端，即电阻R1和电容器C1的连结点耦合到构成另一半导体开关装置S2的晶体管T2的基极。晶体管T2的基极还耦合到第一装置5的连接点。以供给此基极一个度量初级电流幅值的信号。结果，第二晶体管T2的基极电压为第一装置5输出端的电压值与滤波后的次级绕组两端电压值之和。
在图2所示电路中，第一装置5由电阻R2所构成，电阻2与初级绕组N1和第一半导体开关S1接成串联。第三电阻R3能借助于开关S4并联连接到电阻R2上。开关S4与接通电动机用的开关S3同时闭合，所以第一装置5的电阻值同时下降。
此外，图2所示电路包括启动电阻R4和一个正反馈电路，此正反馈电路包括使正程阶段开始的电阻R5和电容C2。在接通跨接在电源电路的端子1和2上的输入电压的过程中，有一个小电流通过电阻R4流入第一晶体管T1的基极。这使得第一晶体管T1轻微地导通，并有一小电流开始流过初级绕组N1。这使得在次级绕组N2两端产生一个电压，响应于这个电压，电流通过由电阻R5和电容器C2所构成的正反馈回路，再次流入晶体管T1的基极。这引起晶体管T1迅速地导通至一较高的程度，并开始正程阶段。在其它所有方面，图2电路的工作模式与参照图1描述的基本电路图的工作模式相同，此处不再赘述。
第一和第二装置5和6给晶体管T2的基极提供一个度量初级电流的信号和一个度量经过滤波的次级电压的信号，这两个装置可直接与晶体管T2相连，但是，如图2中所示，可以在所述两装置与基极间设置一个齐纳二极管Z1。这样做的好处是在装置5和6输出端的电压和可以超过晶体管的控制电压。于是，借助于齐纳二极管实现了这些电压的匹配。
图3示出了根据本发明的电源电路的第二实施方案。在图3中，与图1和图2中相同的元件给以同样的参考号。与前面的图不同之处是接成并联的次级绕N2和负载10在此处与变压器TR的初级绕组N1串联。好处是，负载不但在回程阶段期间从次级绕组得到供电，并且在正程阶段期间也直接从所加电压得到供电。此外，这种结构形式对晶体管T1的开关性能有着有利的影响，明确地说，晶体管T1发射极的电压被提高到蓄电池10和11两端的正电压。当在回程阶段期间，第二晶体管T2导通时，第一晶体管T1的基极连接到一个较低的电压，结果该基极相对于发射极为负。所以在回程阶段期间能突然将第一晶体管T1关断。
图3中所示的电路是由交流电压供电的，交流电压借助于桥式整流器8和平滑滤波器9来整流和滤波。整流后的电压经第一端子1加到变压器TR初级绕组N1的第一端。由二极管D2和齐纳二极管Z3所形成的电路与初级绕组N1并联，以阻止初级电流关断时所出现的电压尖峰。按与图2电路同样的方式，借助于启动电阻R4以及由电阻R5、R6和电容器C2形成的正反馈来完成正程阶段。还有，此电路进一步的工作情况与参照图2所描述的工作模式相同，所以此处不再详述。
然而，此电路与图2所示实施方案不同，它设置有一个齐纳二极管Z2，齐纳二极管Z2的阳极耦合到晶体管T1主电流通路远离初级绕组的一端。其阴极连接到正反馈回路中的电阻R6远离晶体管T1基极的一端。借助于齐纳二极管Z2，实现了对经过正反馈回路流入晶体管T1基极电流的限制，所以晶体管T1不致被激励得太强以致饱和。这防止了晶体管T2通导后晶体管T1的截止过分延迟，从而阻止了在另一半导体开关装置S2闭合后，初级电流继续进一步的增长。
图4是根据本发明的电源电路的另一实施方案的电路图。此电源电路也包括一个变压器TR的初级绕组N1、构成第一半导体开关S1的第一晶体管T1的主电流通路、以及向形成另一半导体开关装置S2的第二晶体管T2基极供电的第一装置5的串联电路，第一装置还产生一个度量通过初级绕组电流大小的信号。类似于图3中所示电路，负载10与初级绕组N1接成串联。然而，与图3中所示的实施方案相对比，该负载位于第一装置5远离初级绕组的一边。与前面所示的实施方案相似，负载10与由变压器TR的次级绕组N2和整流二极管D1组成的串联电路并联。第一装置5由电阻R2和电阻R3所构成，电阻R3可切换成与电阻R2并联。由电容器C1和电阻R1的串联电路所组成的低通滤波器有一端耦合到在第二绕组N2和整流二极管D1之间的连接点。低通滤波器的另一端经电阻R2和蓄电池11和12耦合到电源电路的输入端子2。该低通滤波器的输出耦合到比较器CP的同相输入端，此同相输入端由PnP晶体管T3的发射极构成。电阻R2远离第一晶体管T1的一端耦合到比较器CP的反相输入端，即PnP晶体管T3的基极。
此电路按下述情况工作，假设开关S3和S4是断开的。取电阻R2与PnP晶体管T3的基极和负载10的连结点作为电路中出现的电压的参考点。
在第一晶体管T1导通后，强度逐渐增加的初级电流流过变压器TR的初级绕组N1、第一晶体管T1的主电流通路、电阻R2和负载10。响应于这一电流，在次级绕组N2远离参考点的一端处产生一个正电压。此电压在经由电阻R1和电容器C1组成的低通滤波器滤波后，加到PnP晶体管T3的发射极。在正程阶段期间，在电阻R2两端产生一个正比于初级电流、幅度渐增的电压。此电压在滤波后通过电容器C1加到晶体管T3的基极-发射极结。在正程阶段期间，通过PnP晶体管T3的基极-发射极电压上升第一分量和第二分量的叠加那么多，其中，第一分量正比于初级电流，第二分量是通过低通滤波器从次级绕组两端的电压导出的。当PnP晶体管T3的基极-发射极电压为一预定值时，此晶体管导通，电流从PnP晶体管的集电极，即比较器CP的输出端，流入构成另一半导体开关装置的第二晶体管T2的基极。以类似于前述电路中描述的那种方式，此晶体管导通，这引起晶体管T1变为不导通，而正程阶段终了。
此电路还包括启动电阻R4和启动正程时段的正反馈电路。例如，正反馈电路是由电容器C2和将变压器次级绕组N2连接到晶体管T1基极的电阻R5所组成。电阻R5和电容器C2的位置是不可互换的。正反馈电路可以用另一种方式连接到电阻R1远离次级绕组的一端。启动电阻和正反馈电路的工作方式与图2电路中那些同样的元件的工作方式完全相同，故此处不再重复。
为了将低通滤波器的特性匹配到最佳程度，该滤波器可设置有其它无源元件，例如，与电容器C1并联的电阻R7。电阻R7在图4中以虚线示出。
为了改进第二晶体管T2的开关性能，在此晶体管的基极和发射极之间，可再接入电阻R8。电阻R8在图4中也以虚线示出。
图5示出了在正程阶段终止点处电压分量的数值作为输入电压Vin的函数。以V1标出的曲线示出变压器次级绕组两端经过滤波的电压与Vin的关系。曲线V2示出了在正程阶段结束时，电阻R2两端的电压降值与输入电压的函数关系。在此图中，V1和V2两电压之和总共达0.6伏特，即基极-发射极电压值，在此电压值下，第二晶体管T2变成导通。
图6示出了根据本发明的电源电路的输入电压-输出电流特性曲线。从此图可直接看出，在相对低的75伏特电压下，已达到约1100mA的输出电流，而在输入电压在高到400伏特时，输出电流强度仅有很小的变化。