本发明属开关功率变换，特别是恒频零电压边沿谐振开关变换器。 经典开关功率变换器（包括升压式、降压式、升降压式、单端反激式、单端正激式和CuK式等）采用恒频脉宽调制（PWM）控制方式，其控制简单且滤波元件易于设计，但PWM开关由于强迫通断而产生交叉损耗，该损耗功率与开关频率成正比，故不能满足高频小型化的要求。以后出现的零电流开关（ZCS）准谐振变换器（美国专利4720667）利用电流谐振实现零电流关断，从理论上消除交叉损耗，但ZCS准谐振变换器不能消除由开关寄生电容通过开关放电所引起的损耗，从而限制了开关频率进一步提高，且其必须采用变频控制，增加了滤波元件的设计难度。再后出现的零电压开关（ZVS）准谐振变换器（美国专利4785387）又改进为利用电压谐振实现零电压导通，从理论上消除交叉损耗，由于其将开关寄生电容纳入谐振电容，从而能够实现高频开关功率变换，但其电压谐振峰值比经典PWM开关高得多，故势必选用通态电阻（或电压）较大的高压开关（如高耐压VDMOS管），这无疑会增加开关损耗、降低效率，同样该类变换器必须采用变频控制，使滤波元件难于设计。为了克服ZVS准谐振变换器的不足，各种部分谐振开关电路相继问世，如利用可控谐振电容或饱和电感达到部分谐振等，其典型例子参见“Resonant Converter Controlled by Variable Capacitance Devices”（IEEE PESC Record，1990）及“A New Class of Zero-Voltage-Switched PWM Converters”（1991 VPEC Seminar Proceedings），这种参数可控的谐振开关变换器虽然实现了PWM恒频控制，但却未解决开关电压谐振峰值过大的问题。文献“Novel Zero-Voltage-Transition PWM Converters”（IEEE PESC Record，1992）提出了一种零电压转移（ZVT）PWM变换器（如图1所示ZVT-PWM降压式变换器），该变换器在经典PWM变换器的基础上引入辅助开关S1谐振支路，从而既能实现恒频控制又能减小开关准谐振电压峰值，但由于辅助开关S1未能实现零电压导通，故限制了开关频率进一步提高。另外，以半桥及全桥电路为基础也能实现恒频控制及零电压开关谐振电压峰值限幅，但电路过于复杂。
针对上述各电路的长处及不足，本发明提出一种由主、辅两支开关复合而成的恒频零电压边沿谐振开关（CF-ZVERS），利用此开关替代经典开关功率变换器（升压式、降压式、升降压式、单端反激式、单端正激式、CuK式变换器等）的功率开关，即形成一簇CF-ZVERS变换器，可同时实现：（1）恒频PWM控制;（2）主、辅开关均为零电压开关;（3）电路简单，易于实现。
本发明所述的CF-ZVERS变换器包括输入直流电源、传能电感（或变压器或电容）、整流（或续流）二极管、CF-ZVERS、输出滤波器及负载。其核心CF-ZVERS的基本设计思想就是在零电压准谐振开关的基础上，加上限幅电路和辅助开关，使开关波形在上升和下降沿发生谐振，而整个电路仍工作于PWM的方波模式。该CF-ZVERS开关由主开关Sm（带反向二极管D1）、辅开关Sc（带反向二极管D2）、谐振电容Cr、谐振电感Lr和限幅电容Cc组成，其结构如图2所示，其中，开关Sm、Sc一般为VDMOS器件;D1、D2为VDMOS器件的寄生二极管或外接二极管与VDMOS器件的寄生二极管并联;Cr为VDMOS器件寄生电容或外接电容与VDMOS器件寄生电容并联;Lr为开关感性负载漏感或外接电感与开关感性负载漏感串联;Cc足够大以至其电压基本保持恒定。该恒频零电压边沿谐振开关（CF-ZVERS）为三端网络，其主开关Sm（带反向二极管D1）与谐振电容Cr并联后一端为（2）端，另一端与辅开关Sc（带反向二极管D2）的一端相连后再与谐振电感Lr相连后为（1）端，辅开关Sc的另一端与限幅电容Cc相连后为（3）端，（3）端接恒定电压，用（1）、（2）端替代经典开关功率变换器功率开关即可实现升压式、降压式、升降压式、单端反激式、单端正激式和CuK式恒频零电压边沿谐振开关变换器。
下面以升压式CF-ZVERS变换器图4为例，说明CF-ZVERS变换器工作原理。开关驱动波形时序见图3。在0时刻，Sc处于截止，Sm断开，Vr线性升至Vo，Df导通，此时，Sm和Sc均截止，Lr与Cr发生谐振直至t1时刻;Vr达到Vc，D2自然导通，在D2上电流反向之前，Sc零电压导通（不失一般性，图4中假设Sc与D2同时导通），Vr限幅在Vc，Lr被反向充电直到Sc断开（在此区间，Ir电流反向，D2自然断开）;在t2时刻，Sc断开，Lr、Cr再次谐振，迫使Vr下降为O;t3时刻，D1自然导通，然后Sm导通（不失一般性，图4中假设Sm与D1同时导通），Ir被Vo线性充电直至达到Im，D4截止，当ts时刻，Sm关断，电路进入下一周期。
由上述分析看出，开关Sm和Sc均为零电压导通及截止，且均工作在低电压的无尖峰方波模式，其耐压仅为ZVS准谐振变换器功率开关的2/5～3/5。由于Sc可在D2导通到其电流反向之前任意一点导通，在保证Sc零电压导通的前提下，从Sm截止到Sc导通的时间差完全能够选择为一个恒量。同理，从Sc截止到Sm导通地时间差也可以设计成恒量。因此，Sm和Sc的驱动脉冲的前后沿同步变化，在固定开关频率的条件下通过改变其占空比而达到调节输出的目的。
采用本发明所述的CF-ZVERS变换器具有如下优点：（1）由于主、辅开关工作于低电压的无尖峰方波模式，故可选用通态电阻小的低耐压VDMOS器件，这样，一方面可提高变换效率，另一方面也可降低产品成本;（2）主、辅开关均为零电压开关，消除了与频率成正比的交叉损耗功率，故适应高频小型化功率变换的要求，开关频率可达1MHz以上;（3）采用恒频PWM控制技术减轻了滤波负担，使滤波元件易于设计;（4）由于限幅支路在限幅的同时，还起到磁芯复位的作用，使变换器工作占空比可大于50%，故其具有很宽的稳压范围;（5）由于谐振上下沿可设计得比开关周期小得多，在满足零电压开关条件下，开关感性负载漏感大小对变换器工作特性影响甚微，故电路简单易于批量生产。
附图及附图说明：
图1零电压转移开关（ZVT-PWM）降压式变换器原理图
图中：S主开关;S1辅开关;Vg输入直流电源;Lr谐振电感;Cr、Cj;谐振电容;Lf传能电感;Df续流二极管;Co输出滤波电容;R负载电阻。
图2本发明所述恒频零电压边沿谐振开关（CF-ZVERS）原理图
图中：Sm主开关;Sc辅开关;D1、D2反向二极管;Cr谐振电容;Cc限幅电容;Lr谐振电感。
图3：图2中Sm、Sc的驱动波形时序图
图中：t1、t3-t1及t3为恒定值。
图4：升压式恒频零电压边沿谐振开关（CF-ZVERS）变换器原理图
图中：Sm为VDMOS主开关（带反向二极管D1）
Sc为VDMOS辅开关（带反向二极管D2）
Cr谐振电容;Lr谐振电感;Cc限幅电容;Vg输入直流电源;Vc限幅电压;Vo输出电压;Lm传能电感;Co输出滤波电容;R负载电阻;Df续流二极管。
图5：单端反激式恒频零电压边沿谐振开关变换器原理图
图中：Vg输入电压;Vo输出电压;T隔离变压器（磁芯材料H7C4）;Sm主开关、Sc辅开关均为IRF530 VDMOS管;D1、D2为IRE530 VDMOS管的寄生二极管;Df为B1545续流二极管;Cr谐振电容为IRF530 VDMOS管的结电容;Cc、Co均为独石电容;R负载电阻;1为闭环控制回路。
下面以图5所示的单端反激式恒频零电压边沿谐振开关（CF-ZVERS）变换器作为实例，进一步说明本发明，其Sm、Sc均为IRF530 VDMOS管，D1、D2均为它的寄生二极管，Cr为它的结电容、Cc和Co分别为1u和3u的独石电容，R为2.9Ω，隔离变压器T磁芯材料为H7C4，Lr为变压器漏感，输出电压为12V，其虚线内1为闭环控制电路，它由隔离电路、误差放大器、PWM、二路移相及驱动电路构成，它的输出理想电压波形如图3所示。当输入电压选为24V～60V，其占空比从62%～32%变化，当Vg＝36V时变换效率为87.9%。表1例出了本实例与相应的ZVS准谐振变换器开关电压峰值的比较，从表中看出，本实例的谐振电压峰值要小得多，仅为它的1/2左右。