本发明涉及自动校正相控阵天线的方法和设备，具体地说，涉及用于微波着陆系统的阵列天线。 飞机着陆设备，具体说微波着陆系统，必需满足很严格的精度要求。为此，对所用天线必须于以很好的校正。无论是方位天线（AZ天线）和俯仰天线（EL天线）都应如此。美国专利4，520，361公开了一种校正具有4比特相位分辨力的相控阵AE天线，在该天线阵中，将探针插入到各个独立的波导辐射器中。然而业已发现，在具有6比特分辨力的相控阵天线中，借助探针进行测量的复验性并不使人满意。如果能知道天线口径的幅度和相位照射，则可更好地对天线进行校止。为了求得相控阵天线的口径照射，可采用集成监测波导。来自每个辐射元的信号分量在其发射前不久或在紧接着发射后通过耦合孔被耦合到一个集成监测波导。该监测波导的输出相应于对该天线的远场方向图的一级近似。远场方向图和天线口径照射之间有一付利叶变换关系。因此天线的复数口径照射可由集成监测波导的输出求得。常规是采用正交法（I/Q变换器）进行此项工作地。在该方法中，本地振荡器的输出信号与集成监测波导的输出信号混频两次，其中一次是在本振输出信号被移相0°之后而另一次则被移相90°之后进行混频的。移相0°后的混频得到集成监测波导输出信号的实部，而移相90°的混频得到虚部。继之对输出信号的实部和虚部进行付利叶变换可得到天线的口径照射。此方法的缺点是要使用两个混频器。本发明的目的是为了提供一种可复验地并具有符合安全标准的精度的校正相控阵天线的方法和设备。为达此目的，本发明采用如下的方法和设备。其方法是将第二信号与存贮在存贮器装置中的第三信号相比较，产生一个相应于第二信号与第三信号偏差的差信号并将其馈入到一控制器，其输出信号作用于与阵列天线相连的移相器;其设备有用来存贮要求的口径照射的存贮装置，有用于对要求的口径照射与阵列天线的口径照射进行比较的比较装置，及还有根据在要求的口径照射和和线的口径照射之间的偏差对电子移相器施加作用的控制装置。
本发明的方法和设备的优点之一是在工作期间仍可对天线进行校正。另一个优点是因为选择了希尔伯特（Hilber）变换来获取口径照射，因为只需要一个混频器，由此改进了有用信号的信号/噪声比。
下面参照附图来更详细地介绍本发明的实施例。
图1示出了带有一个集成监测波导的阵列天线的原理图;
图2示出了一个I/Q变换器;
图3示出了零差测量系统的基本设计;
图4示出了相控阵天线的监测设施;及
图5示出了用于校正一个相控阵天线的自动控制系统。
图1示出了一个相控阵天线的一部分。图中11表示为天线的辐射元。10是集成监测波导，来自各辐射主的信号分量通过耦合孔耦合到此波导中。在集成监测波导中，各信号分量组合成为一个复时变信号。耦合到集成监测波导中的信号分量既可以是在发射前不久的那些信号分量（在方位天线情形时）也可以是在紧接在发射之后的那些信号分量（在俯仰天线情形时）。出现在集成监测波导10的输出端12的信号相应于天线远场方向图的一级近似。由于在天线口径照射和远场方向图之间的付利叶变换系统，因而可由集成监测波导的输出信号计算复口径照射。
为此，在先有技术的设备中，集成监测波导的输出信号用图2所示的方式进行处理。混频器20和21加有来自混合接头22和23的信号。混合接头22例如是一个3分贝0°的混合接头，而混合接头23则是一个3分贝0°的混合接头。混合接头23从其输入端24加上一个来自本地振荡器的信号。而混合接头22则由其输入端25加入集成监测波导的输出信号。图26和27表示射频端接负截，也称之为“射频吸收器”，用来以无反射的方式端接射频分量。混频器20的输出提供了加到输入端25的信号的实部，而混频器21的输出则提供了相应信号的虚部。上述电路称之为“I/Q变换器”，而将两个混频器的输出称之为“正交分量”。下一步，通过付氏变换可求得天线的口径照射。上述电路要求用两个混频器来分别表示集成监测波导的复输出信号。
图3示出了零差测量系统的基本配置。通过线35和36将信号加到混频器30，混频器30的输出信号送至低通滤波器31，由此从输出端37得所需的信号。图中参考数字32表示一个发射元，其复传递函数要由所示的电路求取。射频发生器33的输出信号通过线36耦合到混频器30。发生器33的输出也通过耦合器34耦合到发射元32。这种配置的目的是为了在输出端37获得发射元的复传递函数的实部。假设在输入端35的信号幅度大大小于输入端36的信号幅度，即混频器30是工作于线性区，则有如下结果：
当信号A和A通过线35和36加到混频器后，在输出端37的电压U为
U～｜Am（t）｜COS（ψm-ψR）
～｜Am（t）｜COS（△α+ψ（t））
其中
ψ＝ωot+αM+φ（t）＝监测信号相位
ψ＝ωt+α＝参考信号相位
φ（t）＝系统32总相位函数
△α＝αM-αR
如上所述，发射元32的复传递函数的实部可从输出端37得到。
复因果时间函数的频谱的实部和虚部由与一个所谓希尔伯特变换相关联。因此，只需测量该函数的实部即可，其虚部则可利用希尔伯特变换求得。
图4示出了微波着陆系统（MLS）的天线，该系统采用图3的零差拍测量法以获得天线口径照射。在图4中，与前图中相同的数字表示同一单元。图4中包括如图3所示的混频器30，低通滤波器31，射频信号源33及耦合器34。单元40是一个采用例如象在图1中的单元10那样的监测器。网络41将来自射频信号源33的电能通过移相器42分配给阵列天线的诸辐射元43。43′代表全体辐射元和移相器。信号由辐射元耦合到集成监测波导40。集成监测波导的输出被馈入到混频器30，同时混频器30还经耦合器34被加上射频信号。在低通滤波器31的输出端可获得如描述图3时所述的电压U。该电压U是集成监测波导40的输出信号的实部。在低通滤波器31的输出端产生的电压U利用取样一保持电路44和模一数转换器45实行数字化。于是，在模-数转换器45的输出端获得了一个时间离数值信号。由此时间离散值信号借助于信号处理器46通过离散希尔伯特变换可以计算出集成监测波导40的输出信号的虚部。在此操作后就得到相控阵天线的整个复远场信号。然后，利用离散付氏变换（DFT）或快速付氏变换（FFT）可得到天线口径照射的反变换。
。。至于离散希尔比特变换或离散付氏变换和快速付氏变换的实施，熟悉信号处理技术的人们可参阅到大量有关该课题的著作，例如可参阅题为“Quadrature Sampling With High Dynamic Range”一文（IEEE Transa ctions on Aerisoace and Electronic Systems，Vol、AES-18，No.4，Novenber 1982，Pages 736 to 739）。
图5更详细地说明了图4中的相控阵天线是如何校正的。图5中与前述图中一样单元采用一样的参考数字。图5中方框43表示具有辐射元43的相控阵天线。在集成监测波导40的输出端出现的信号50相当于天线的远场。在计算单元46′中，对信号50进行积分变换以获得天线的口径照射。计算装置46′的输出信号被送到控制器51。经线52将用于移相器42进行相位设定的所需值送到综合点53。经线54加到综合点53的控制器51的输出信号与该所需值相减。于是移相器被加上了在线52上的所需值与在线54上的控制器51的输出信号之差。上述计算装置46′，控制器51，综合点53及载送所需值52的线也可在信号处理器中，例如在图4的信号处理器中，制成软件。由此可见，图5中的自动控制系统与相控阵天线的各辐射元43相关联。为对天线进行校正，第一步要对口径照射的要求值和实际值进行比较。同时，由控制器产生修正值。如果此修正值还不能达到在要求值和实际值之间的完全一致，则改变控制参数（自适应控制系统）并重复上述过程。此过程一直到口径照射的要求值和实际值之差要预定允许范围内时才结束。在处理的过程中，监测信号的取样速率要高得使在重建的照射函数中的混淆效应小到可忽略，即要求取样速率比奈奎斯特速率足够高。
对集成监测波导进行希尔伯特变换可以求得口径照射。