在载波恢复网络中用于残留边带信号的相位检测器 本发明涉及数字信号处理系统。尤其涉及在载波恢复网络中用于例如可与高清晰度电视(HDTV)信息一起调制的残留边带(VSB)信号的相位检测器。
在接收机处，从一VSB或一QAM(正交幅度调制)信号恢复数据要实现三个功能：符号同步的定时恢复、载波恢复(频率解调)和均衡。定时恢复的过程是将接收机时钟(时基)同步于发射机时钟。这使得所接收的信号在时间的最佳点处被取样，以降低与所接收符号值的判定处理相关的限幅误差的出现机会。载波地恢复是在所接收的RF信号被频移到较低的中频通带—近基带后，该RF信号最终被频移到基带的处理过程，以实现调制基带信息的恢复。均衡是用于对所接收信号补偿传输信道干扰的效应的处理过程。
更具体地说，均衡过程去除了由包括信道低通滤波效应的发送信道干扰所引起的基带符号间的干扰(ISI)。ISI使得给定符号的值受到由其临前及随后的字符值而引起的畸变。对于QAM信号，定时恢复通常是在接收机中采用的第一功能。定时从中频通带信号或近基带信号—即由载波恢复网络纠正的具有载波偏移的一基带信号—中恢复。在每种情况下，定时能够在基带解调之前确定。载波恢复解调处理过程通常是两步骤处理。第一，通带信号被频移器移至近基带，该频移器对在输入通带信号和所需基带信号之间的频移为多少采用一“最佳预测”。此频移通常由模拟电路实现—即在接收机的模拟-数字转换之前。然后，在此近基带信号上完成均衡。最后，完成载波恢复，这将从近基带信号去除任何残留频率的偏移，以产生真实的基带输出信号。这一功能由数字接收机电路完成。在一实现到近基带的频移的第一本振和载波恢复回路网络之间插入一个均衡器。这是因为载波恢复过程通常是一个以判定为目的的过程(如已知那样)，它要求由均衡器的功能提供至少部分的开“眼”。
传送数字信息的QAM信号由一个被实轴和虚轴定义的两维数据符号分布表示。相对照，VSB信号由一维数据符号分布所表示，其中的唯一的一个轴包括将要在接收机处恢复的量化数据。VSB信号的同步解调通常在导频信号的协助下完成。导频信号有助于以一个步骤解调VSB信号到基带，通常不存在残余相位或频率误差，采用常规技术以对QAM信号执行的顺序执行定时恢复、解调和均衡功能，这样做对VSB信号不适用。对于QAM信号，已知几种定时恢复方法不依赖于在近基带信号和基带信号之间的频率偏移补偿。然而，一般认为与频率无关的定时恢复技术对VSB信号不适用。由于这个原因，在VSB系统中，在过去首先实现了绝对解调到基带。
包括导频信号成份的VSB系统的一个例子是新近提出的用于美国的大联盟HDTV发送系统。该系统采用发送打包的数据流的VSB数字发送格式，并且美国联帮通信委员会正通过它的高级电视业务咨讯委员会(ACATS)对该系统进行评价。1994年2月22日提交到ACATS技术分组的有关大联盟HDTV系统的介绍(草案)可见于94年3月20-24日的国家广播工作者联合会的94年会刊、第48期广播工程会议的会刊。如大联盟采用的发送系统中的8-VSB系统的载波恢复网络在存在诸如与用户级接收机调谐器内振荡器有关的中等程度的相位误差的情况下不能跟踪载波误差。这使得必需采用次级载波恢复网络来消除残余相位噪声。
在通带数字通信系统中，载波通常被一锁相环路(PLL)跟踪。相位检测器是PLL的重要组成部分。相位检测器确定所需相位纠正量的大小并产生相应的误差信号，该误差信号在与输入信号相乘时将此信号解调到基带。一用于判定的相位检测器(DDPD)经常用于QAM系统中，这样的相位检测器测量在输入信号和输入信号的经量化信号之间的角度误差形式的相位角。在QAM信号中，同相和正交成份的传送数据符号及这些成份均在发射机处利用尼奎思特滤波产生。这意味着，当没有符号间干扰(ISI)存在时，QAM信号的同相和正交成份的所期望值均是来自量化器的离散值。因此，通过测量在量化器判定值和从均衡器到量化器的输入信号之间的角度差，DDPD能准确地测量相位误差。
此项技术不直接适用于VSB信号。不象QAM信号，在一复数的VSB信号中只有同相成份(复数信号的实部成份)在发射机处需经尼奎思特滤波。正交成份(虚部成份)需经VSB滤波，而一般不需尼奎思特滤波。这种滤波的实质是，即使不存在ISI，正交信道也要包含同相成份最佳取样点处的所期值的连续值。常规DDPD的使用(如可用于QAM系统中)不适于VSB系统，因为从正交信道不提供离散符号值—例如量化取样值。于是，这里公开一种相位检测器，它在VSB数据通信系统的载波恢复网络中特别有用。
根据本发明原理，公开了一种适用于VSB信号处理系统载波恢复网络中的相位检测器。该相位检测器包括一量化器，一提供已延时符号的延时网络和第一及第二乘法器用于根据输入的、已量化的和已延时符号的组合产生第一及第二符号。将第一和第二信号组合来产生一相位误差信号。
在已公开的优选实施例中，相位检测器响应一纯实部的VSB信号。该相位误差信号施加给一均衡器的控制输入端，在信号路径上该均衡器之前是另一个载波恢复网络。
在附图中：
图1是包括根据本发明原理的相位检测器装置的高级电视机(例如HDTV接收机)一部分的框图。
图2是包括根据本发明原理的载波恢复相位检测器装置的接收机系统的另一实施例的框图。
图3示出了根据本发明原理的相位检测器电路的细节。
图4示出与图1和图2描述的盲目均衡处理相关的符号判定过程。
在图1中，由天线10接收的广播VSB已调模拟HDTV信号由包括例如RF调谐电路、用于产生中频通带输出信号的双倍转换调谐器和适度增益控制电路的输入网络14所处理。按照大联盟HDTV的规定，所接收的VSB信号是一个8-VSB信号，具有10.76M符号/秒的符号速率并占有传统的NTSC的6MHZ的带宽频谱。系统的尼奎斯特带宽是5.38MHZ，在每个频带边缘处有0.31MHZ的额外带宽。
工作在例如2取样/符号的取样速率的模拟-数字转换器16把从输入处理器14来的通带输出信号从模拟型转成数字型。本例中的所收VSB信号不包括导频成份和训练成份，并已由单元14所处理，以使6MHZ频带的中心标定在5.38MHZ。ADC16输入端处的信号频谱占据了2.38MHZ到8.38MHZ的范围。当由定时恢复网络17建立了定时同步时，ADC单元16以21.52MHZ对该信号取样，该频率是两倍的符号速率。定时恢复网络17提供了同步于在发射机处产生的对应时钟的输出符号时钟(CLK)。时钟CLK加到ADC单元16及接收机系统的其它单元。用于实现定时恢复的技术是已知的。一个尤其优良的适于网络17的定时恢复技术公开于相关的序号为(RCA87，588)由C.Strolle等人提交的题为“用于残留边带调制信号的独立定时恢复系统”美国专利申请中。
在所要讨论的系统中，发送信号的载波频率标定在5.38MHZ，发送的符号频率是10.76M符号/秒，而接收机取样频率是21.52MHZ。在定时锁定处，接收机取样频率两倍于发送符号的频率。在载波锁定处，当解调至基带时，被恢复的载波频率是接收机取样频率的四分之一。
ADC16的输出数字信号加到载波处理器18。处理器18包括传统设计的载波恢复网络，该网络用于提供将被解调至近基带的VSB输出的信号。适用于此目的载波恢复网络在本专业属公知。一个尤其适用于单元18的载波恢复网络在相关的由C.Strolle等人提交的美国专利申请(RCA87862)“用于残留边带信号的载波恢复系统”中有介绍。在所讨论的系统中，到绝对基带的解调是由盲目均衡器网络连同第二载波恢复网络一起完成的，不依赖于导频信号对载波恢复的协助或训练信号对均衡的协助。将要处理的输入VSB信号是有实部和虚部成份的复数信号，并可以是由大联盟HDTV发送系统所用的类型。只有VSB信号的实部成份包括将要恢复的数据符号。
出自处理器18的近基带VSB输出信号包括数字数据及其由发送信道干扰引起的符号间干扰(ISI)和人为噪声。该信号加到复数的、自适应正向馈送带通均衡器20，例如分部间隔均衡器的输入端，此时它被用作数字FIR滤波器。均衡器20在信号获取过程中工作在“盲目”模式，而随后工作在判定模式。如所要描述的那样，均衡器20的系数值(抽头加权)由加到控制输入端的误差信号“E”自适应地控制。
来自处理器18的输入VSB信号的初始盲目均衡采用可被认为是一个RCA算法的修改形式在VSB符号分布上执行。具体地讲，本发明人已经实现了采用适合VSB信号的RCA算法的一维形式完成VSB信号的盲目均衡。采用的算法确定了用于VSB判定装置的适当的判定区，以便产生使得自适应均衡器收敛而不利用训练信号的判定。
在详细讨论盲目均衡过程之前，定义几个术语是有助的。“判定区”是实数范围的连续部分并有上、下边界。“不定界判定区”是具有正无穷上边界或负无穷下边界的一个判定区。如若一个符号点有小于上边界和大于下边界的值，则它处在判定区内。如果符号点处在该判定区内，则该判定区“跨”了一个符号点。“判定装置”，如量化器，确定输入的符号点是在哪个判定区，并输出对应于该判定区的符号。“步长”，是在整个分布中两个相邻符号之间的距离。如上所指出，VSB信号实质是一个一维数据分布，其中仅有一个轴包含将在接收机中恢复的量化符号数据。
在VSB系统中，判定区通常跨越整个分布的一个数据符。每一判定区的上、下边界设置在分布取样点之间的中间位置。如果将这些判定区用于均衡器的初始收聚，由于ISI的存在，将使得出自判定装置的正确判定显著低于90％，因而不会出现收敛。
如将要讨论的那样，在强制作出某些正确的判定过程中，盲目均衡算法将确定新的上和下判定区边界。整个VSB分布被集群成若干分集，并确定上、下判定区的边界。第一分集被细分成更小的分集，直到每分集只包括一个符号，且判定区对应于特定的VSB判定区。判定边界通常处于在判定区内的两符号间的中央。每个判定级(例如一个量化器)允许若干个正确判定，以使均衡器接近收敛。因此，在盲目均衡处理中的每一个判定级用于在实现收敛的过程中逐级地打开VSB信号的“眼”。
每一判定区的上、下边界是以下列方式判定。对于一个给定的符号集群，给定判定区的下边界设置在这样一个值，它比在该集群中的最小符号的值小半个步长。然而，如果该最小符号是该分布的最小的定值符号，则该下边界被设置为负无穷值。该判定区的上边界确定在这样一个值，它比在该集群中的最大符号的值大半个步长。(除非该符号是该分布中的最大定值的符号，此时的上边界被设置成正无穷值)。如果从均衡器输出的符号属于这些判定区之一，则该判定装置的输出被取作相关集群数据符的算术平均值。
当局部产生的误差信号小于预定的量化器门限电平，意味着该判定区的估值可被细化，则可通过将符号的每一集群一分为二来改变该判定区。新的判定区的上和下边界及其判定装置的输出则按上述方式重新计算。
上述的过程由下面8-VSB的实例加以说明。由大联盟HDTV系统采纳的信号格式采用了如下列8个数据符号定义的具有一维数据分布的8-VSB信号：
-7 -5 -3 -1 +1 +3 +5 +7该一维分布由VSB信号的实部、同相成份所传送。利用这一信号排列，符号都均匀地相距两个单位，并且数据比特可被变换成符号，而不引发DC偏移。
上面给出的盲目均衡的例子包括三个阶段，即三级，其中按三种不同的方式将输入符号分组即“集群”，并由相关的量化判定装置对其分别作逐级细化量化处理步骤。8符号VSB分布点的第一(粗略的)集群出现在包括粗略量化步长的第一均衡级，并产生两个符号集群。
[-7，-5，-3，-1]及[1，3，5，7]针对此操作，量化器的限幅点被置成零并检测数据符号(+或-)。对于这些集群的每一个的粗略量化步长判定区分别是：
[负无穷，0]和[0，正无穷]。此时的粗略量化判定装置的输出分别是
[-4] [+4]。
在均衡的下一级的集群(更细)的下一级产生下列四个符号分集
[-7，-5] [-3，-1] [1，3] [3，5]对于这些集群的更细的量化步长判定区分别是
[负无穷，-4][-4，0][0，4][4，正无穷]此时的更精细的分解度判定装置的输出分别是
[-6] [-2] [2] [6]。在均衡的最后级的最后的细化等级产生出符号集群：
[-7] [-5] [-3] [-1] [1] [3] [5] [7]最精细的判定区是：[负无穷，-6][-6，-4][-4，-2][-2，0][0，2][2，4][4，6][6，正无穷]。该最精细分解度判定装置输出因此是全部的VSB分布：
-7 -5 -3 -1 1 3 5 7。由量化器产生的判定输出是由输入-输出变换映射图(查询表)提供的，在量化器设计中，使用这种变换程序是已知的。在用于8-VSB信号的本例中是以四符号取样的两个集群为起始的。它也能够以8个符号的一个集群开始。一个类似的操作适合于16-VSB信号。一个16-VSB信号可以由四个符号的四个集群起始或8个符号的两个集群开始。当处于连续的粗略和精细区域二者之间时，判定区域的值一般由半值的因数所关联，但这种关系不是关键。
上述过程由图4总括，它示出了集群、判定区及用于8-VSB信号的盲目均衡的判定装置输出。如所要讨论的，图1中包括量化器52、54和56以及多路复用器(MUX)58的网络50所执行的这些操作用于提供时分多路的符号的输出数据流。
对于VSB信号，上述过程的有时需要某些修正。当在一组判定区中的某些但不是全都判定区是无界时出现一个问题。对于VSB信号而言，最外侧的正和负判定区是无边界的。由于发送信道的干扰，可能要比在没有信道畸变的正常情况下有更多点落入无边界区。这种情况在判定装置的输出产生一个偏离。为克服这样的偏离，要将无边界判定区的范围稍加缩短，而将有边界判定区的范围同时增加。这些范围被缩短和加长的所需量是要实现下文中提到的最佳的补偿值。这些值通常是整个判定区的小百分比。这一调节使得整个判定区的选择是等概率的。
上述的8-VSB系统中的偏离调节过程由下例说明。以四集群级为例，判定区值由例如具有稍大于一个单位的值的补偿标量因数“Δ”相乘而被修正。该补偿值可能随着特定系统的性质和要求而变。补偿的目的是缩窄中间判定区的范围。该补偿不利用在判定区的正和负极限处最外侧的值，即正或负无穷值。因此，在上述讨论的第二符号集群的情形中，判定区修正如下：
[负无穷，-4*Δ][-4*Δ，0][0，4*Δ][4*Δ，正无穷]。判定装置的输出被类似地修正为：
-6*Δ -2*Δ 2*Δ 6*Δ补偿标量值可由实验确定。当量化器从两集群切换到四集群以及从四集群切换到八集群时，对于均衡级(集群等级)的每一个的最优补偿值是通过减小RMS误差中的不特定状态而发现的。这些值常常由实验确定。某些情况下输出装置的补偿值及判定区的补偿值可以不同。类似的情况也同样适于16-VSB信号。
现描述图1所示系统的操作。在本实施例中，尽管可采用其它的自适应滤波器结构，但此处将均衡器20制成具有可调节抽头的FIR滤波器。均衡器20是一个复数单元，具有复数输入和输出端。然而均衡器可以是纯实数滤波器，只处理输入信号的同相实部分并有唯一实部输出。图2所示纯实数均衡器将描述如下。
均衡器20的输出信号送到第一(解)旋转器22，它有传统的构形并以公知的方式操作以响应控制信号补偿输入信号的相位误差。旋转器22是复数乘法器，包括在次级载波恢复网络中。该网络还包括相位检测器网络30和用于分离来自旋转器22输出信号的同相实部和正交虚部成份的网络24。用于分离复数信号的实部和虚部成份的网络是公知的。次级载波恢复网络一般是要去除在均衡器20的输出信号中的残留的相位误差，以产生基带信号。次级载波恢复网络有益地括充了在处理器18中的前级载波恢复网络，该网络通常去除频率偏移，但它缺少足以去除全部的频率和相位偏移的能力。
从网络24输出的已分离的实部成份由将被讨论的图3中网络30中实数相位检测器32所处理。检测器32的输出信号代表检测器输入信号的相位误差，它与均衡器20的输出信号相关。检测器32输出的信号由环路滤波器34所滤波(例如一个积分器)，以产生正比于相位误差的电压。压控振荡器(VCO)36产生正比于此电压的频率。因而VCO36的输出是复数信号，其频率及相位都正比于来自适应均衡器输出信号的相位误差。VCO36的输出信号控制解旋转器22的操作以补偿均衡器20输出信号中的相位误差。具体地说，旋转器22按照VCO输出信号的一个函数关系修正输入信号的相位，以将相位误差减至为零。
利用公知的信号处理技术，出自于网络30的控制信号由单元64所共轭，以去除来自网络30的复数控制信号的虚部成份。从单元64产生的纯实部控制信号加到下面要讨论的第二(解)旋转器62的控制输入端。从单元24分离的实部加到网络50的输入端以进行处理。单元67以来自网络50的输出实部信号处理来自单元24的已分离的虚部成份，以重新构成复数信号。
网络50是包括三个并行量化器级(判定装置)52、54和56的多级判定装置，它们将量化数据提供到3∶1的时分多路复用器58。网络50提供如上在图4中所总结的符号集群、判定区和判定输出。2级的量化器52在第一(粗略)级均衡期中被首先使用。当由检测器66中的比较器网络所检测的、生成在第二旋转器62的输出端处的通带误差信号E的RMS值超出一预定门限值之下时，则由检测器66产生多路器(MUX)控制信号。该控制信号使在网络50中的MUX58从下一级(更精细)量化器选择输出，例如从在均衡第二级的四级量化器54选择输出。该均衡器响应从该量化器的使用所得出的信息，直到RMS误差超出预定的第二门限且由检测器66检测到为止。由此条件下产生的多路器控制信号使得网络50从下一个和最后一级(最细)量化器选择输出，在本例中是在均衡器的第三级和最后一级的8级量化器56。量化器56覆盖全部的8-VSB分布。此时希望均衡器20应是能够完全收敛。
组合器60的非反相输入(+)端的输入是量化前的复数信号，而组合器的反相输入(-)端的输入是实部成份量化后的复数信号。因此，组合器60的输出信号代表量化前和量化后的差异，即代表所期量化电平的偏移/误差。该信号表示基带相位误差。旋转器22及旋转器62是类似的复数旋转器，它们以反向旋转(即顺时针和逆时针)。与旋转器22相比较的旋转方向上的差异由加到旋转器62的控制输入端的信号的共轭信号所引起。在旋转器62的输出生成的误差信号E代表着通带相位误差，均衡器20将响应该误差信号E而通过调节其系数而力图除去该相位误差。
网络50可用单一的具有可控量化级的自适应均衡器，而不象所示那样是三个分离的量化器52、54和56。均衡的基带信号由单元76所解码并由输出处理器78所处理。解码器76可包括例如去交错器、瑞得-索罗门(Reed-Solomon)误差校正及音频/视频解码器网络。输出处理器78可包括音频、视频处理器和音频、视频再生装置。在使用格构解码器的系统中，对于格构解码器的输入可以取自第一旋转器22输出处的端点T1。
图2所示系统也执行近基带VSB信号的盲目均衡，但使用纯实数均衡器而不是图1那样的复数均衡器。在图2中，已收VSB信号的实部加到自适应纯实数正向馈送均衡器210的输入。响应误差信号E(如将要讨论的那样)对均衡器210的系数作调节。均衡器210的实数输出信号在加法器212中与判定反馈均衡器214的实数输出相组合。滤波器网络216从加法器212的实数输出重建实数的VSB信号成份的虚部正交相位成份。这种重建是利用公知的希尔伯特变换技术实现的，并根据这样的事实，即VSB信号的同相实部成份和正交虚部成份近似地构成一个希尔伯特变换对。单元218组合来自滤波器216的重建的正交成份和来自单元212的实部成份，以产生具有已被均衡的实部成份的重建复数VSB信号。延时单元220补偿了与重建滤波器216操作相关的时延，以确保达到加法器218的输入信号时间吻合。
出自单元218的复数VSB信号由乘法器(旋转器)224所处理，该旋转器与图1的旋转器22的操作方式相同，同样响应由在对应于图中1中单元30的次级载波恢复网络226中VCO所产生的复数输出信号。如在图1中的情况那样，载波恢复网络226响应由实部/虚部成份分离器228提供的旋转器224输出信号的已分离实部成份。出自单元228的实部成份由对应于图1中网络50的一个多级量化器判定网络230所处理。已均衡的基带VSB信号出现在量化器230的输出，并被传送到随后的信号处理电路(没示出)。
量化器230的实部输入和输出信号由减法器232差分，并将产生的实部信号加到乘法器234的输入。减法器的输出信号代表了量化器230的实部输入信号和经该量化器230量化的实部输出信号之差。乘法器234的另一个输入接收出自减法器232实部信号。由单元228分离的虚部成份以及来自量化器230输出的已均衡的实部成份由单元236组合，以产生加到乘法器240的信号输入端复数VSB信号。乘法器240的另一个输入接收来自共轭网络236的实部信号，共轭网络236把在单元226的复数输出信号中的虚部成份反相。
乘法器240的输出是实部的通带信号(只有复数乘法器的实部输出被使用)。该信号被加到判定反馈均衡器214的信号输入端，而且均衡器214的控制输入端接收来自乘法器234的误差输出信号(E)。该误差信号表示通带误差信号，并也被加到均衡器210的输入作为系数控制信号。均衡器214输出是实数，并在单元212中与均衡器210的已均衡的实部输出信号相组合。反馈均衡器214去除没有被正向均衡器210所去除的剩余的符号间干扰。判定反馈均衡器是公知的。多级量化器230可以按与图1所示的相同的方式由MUX控制信号所控制，如结合图1的描述，通过检测该误差信号来生成加到与量化器230相关的多路器的MUX控制信号。
在图1中的次级载波恢复回路中网络30的以及相对应的图2中网络226的相位检测器32被详细地示于图3中。相位检测器32仅用VSB信号的实部成份测量载波的相位误差，并产生正比于该载波相位误差的正弦值的输出信号。相位检测器32主要是检测在输入到相位检测器的实部成份中的任何正交相位成份。这种实部成份的任何此类正交畸变都代表在相位检测器32的输出中显现的相位偏移误差。
如所示安排，相位检测器包括量化器310，符号延时单元312和314、乘法器316和318以及相减组合器320。量化器310在8-VSB信号情形中是一个8等级量化器，在16-VSB情形中是一个16等级量化器，以此类推。延时单元312和314补偿了与该量化器310操作相关的过渡时间延时，以使得到达乘法器314和316的信号是时间同步的。相位检测器32是在输入和输出之间具有小量(一个符号)延时的低迟滞(latency)相位检测器，产生一个好的噪声跟踪。
相位检测器产生的相位误差输出信号Ph(t)正比于输入信号h(t)的相位(角度)误差的正弦值。如从图1中可见到的，该信号是自适应均衡器输出信号的旋转后的生成信号。相位检测器输出信号Ph(t)由下式所定义：
Ph(t)＝h(t)*h＇(t－T)－h＇(t)*h(t－T)其中的h＇(t)是量化器判定装置310的输出，h(t)是旋转后的自适应均衡器的输出，而T是符号周期。相位检测器输出信号Ph(t)正比于其输入信号的正弦值，而不正比于定时偏移。该正弦函数并不是单纯的数学正弦函数，而是从相位检测器32的输入-输出变换函数的形状产生的结果。