在串联补偿换流站中用于补偿不平衡的方法和装置 【技术领域】
本发明涉及在高压直流输电设备中所包括的一种串联补偿换流站(converter station)的控制方法以及实现这种方法的装置。
就串联补偿换流站这方面的意思而言，在这种换流站中，换流站的换流器桥路(converter bridge)通过串联电容、也可能还通过一个中间变压器而被连接到交流电网上。背景技术
在两个交流电网之间的高压直流输电设备包括两个换流站，它们各自的AC侧连接到一个独立的交流电网，并包括一个公共的DC连线侧。DC连线可以采用架空线和/或电缆的形式，其中某些部分还可以用大地或水来构成以代替金属导线。每个换流站包括一个换流器、串联电容器、至少一个换流变压器，还有一个并联滤波器，用于产生无功功率并且滤除谐波。换流器通常是线路换流的电流源换流器，这就是说，换流器的开关器件之间地电流切换是靠交流电网中产生的电压形成的，而从换流器侧看到的DC连接则形成一个严格的恒流源。为了减少换流器产生的谐波，特别是五和七次谐波，每个换流器通常是由两个相互串联连接的六脉冲桥路构成的，整流变压器设有两个彼此相移30°的二次绕组。每个变换桥路通过串联电容器和整流变压器上独立的二次绕组连接到交流电网。
在正常工作期间，此后称为整流器的一个换流器工作在整流器状态，而此后称为逆变器(inverter)的另一个换流器则工作在逆变器状态。各个换流器的控制设备产生对应于控制角α的控制信号，在该控制角α处把点火脉冲提供给换流器的开关器件。为了尽量减少换流器的无功功率消耗并且减少换流站中所包括的元件上的应力，最好用尽可能小的控制角α来控制整流器，并且在不危及受控运行的条件下用可以产生最小消弧角γ(整流容限)的控制角来控制逆变器。因此，这种设备的控制系统通常是这样设计的，即考虑到关于整流误差、电网的电压变化、以及其他可能出现的偏离额定操作的偏差等因素，把逆变器控制在适合设备操作状态的一个适当的最大直流电压而整流器则是用电流方式控制的。电流控制的参考值是根据电流量级(current order)来形成的，电流量级又是根据功率量级(Power order)和主要的直流电压来形成的，从而使直流电流和有功功率的传输保持在所需的值。
整流器和逆变器的控制设备的设计通常是相同的，电流控制器在整流器中起作用，而在逆变器中起作用的是这样一种控制设备，即一种用于维持消弧角的控制，使其不低于一个预选的最低值。控制角α，消弧角γ以及重叠角U之间的已知关系通常为α+U+γ＝180°。逆变器的控制设备通常是这样设计的，即按照一个限制信号来形成其控制角。而这种限制信号又可以根据直流电流和有效整流电压的检测值来形成，也可以根据消弧角的预定值来形成，或是利用消弧角的反馈控制来形成。
换流器的控制系统通常被设计成为各个开关器件产生彼此相同间隔的点火脉冲，即所谓的等距离控制。
用串联补偿可以获得几方面的优点。串联电容被流经它们的电流周期性地充电，这样就在电容器的两端产生电压，使换流器的开关两端的整流电压增加。整流电压相对于交流电网的电压被这样移相，即在控制和消弧角仍然对应于交流电网电压的相位的情况下，整流器操作中的开关器件可以用小于零的控制角来控制，而逆变器操作中的开关器件可以用小于零的消弧角来控制(当然，与开关器件的整流电压相关的整流容限还是大于零的)。这样就可以减少换流器的无功功率消耗。这样就可减少由并联滤波器来产生无功功率的要求，并联滤波器的大小基本上可以按滤除谐波的需要来设计。电容器的充电电流及其电压与DC连接部分的直流电流成正比，通过适当地设计电容器的尺寸，就可以补偿重叠角与直流电流量值的依赖关系。这意味着在电流快速瞬变时也可以通过串联补偿来维持开关器件的整流容限。逆变器的控制表现为，至少在没有串联补偿的情况下，它具有负的电流/电压特性，特别是在DC连线含有长距离电缆的情况下，以及在交流电网的电压下降时，这可能会导致电流出现雪崩状增长的情况。串联补偿按增加稳定性的方向来影响逆变器的电流/电压特性，并且在适当选择串联电容的情况下也可以形成正特性。
为了对高压直流输电技术进行一般性地了解，可以参见Erich Uhlmann的：Power Transmission by Direct Current，Springer Verlag，Berlin HeidelbergNew York 1975。
关于在整流变压器和六脉冲桥式连接的一个换流器之间带有引入到AC连接侧的串联电容器的操作模式的一般性说明可以参见John Reeve，JohnA.Baron，和G.A.Hanley等人所著的：A Technical Assessment of ArtificialCommutation of HVDC Converters With Series Compensation (IEEETrans.on Power Apparatus and System，Vol.PAS-87，OCT.1968，Pages1830-1840)。
然而，换流站的串联补偿意味着开关器件的整流电压是由各个串联电容器两端与电流有关的电压的量值和相位二者一起来确定的。在具有对称相电流的静态无扰动运行操作期间，各个电容器两端电压的平均值保持为零，并且电容器之间的电压是相等的。因此，它们对整流电压的作用对包括在换流器电桥中的所有开关器件上都保持一致。然而，在直流电流和/或换流器电桥的控制角快速变化时，不同相中的电容器将按不同的电流时间面积充电，因此产生不同的电压。这样就在不同相之间造成了电容电压以及整流电压的不平衡。
当运行状态恢复到静态无扰动运行操作状态时，不平衡现象由于其本身重叠角以及不同开关器件的导通时间的不同会有所下降。然而，这一过程比较缓慢，特别是在低电流运行期间通常需要持续几秒。
这种不平衡还意味着换流器电桥的直流电压端子上的电压会包含交流电压分量，其频率与其所连接的交流电压网的基波频率相同，通常为50或60Hz。在专利说明书WO 94/07291号中记载了一种在基波频率上或是其附近用于抑制电力传输系统中的振荡的方法和装置。
而且，电容电压的不平衡还会反映在换流器电桥中的某些开关器件上的整流容限下降，随之会导致增加整流误差的风险。在不平衡的下降过程中，尽管这种增加了的风险会有某程度的减少，但是仍然是存在的。发明概述
本发明的目的是提供一种如引言中所述的方法，它在电容电压出现不平衡时可以影响有序的控制角，从而获得不会低于所要求的整流容限，并且提供了一种实现这种方法的装置。
从所附的权利要求书中可以看出本发明的方法和装置的特征。
从以下的说明书和权利要求书中可以看出本发明有益的改进。
本发明利用了串联补偿的优点，而不会由于直流电流和/或控制角的瞬变而出现增加整流误差的风险。这对于逆变器是很重要的，因为其控制设备在正常运行期间的作用是要把整流容限维持在不低于预定的最低值。对于整流器，在控制角快速变化的情况下这是最重要的，例如在DC连接的这样一种故障条件下，即在整流器需要在最大负电压的方向上得到快速控制的情况下，这时要通过把控制角的相序定在180°附近来实现。控制角的这种变化，一方面增大了上述类型的不平衡风险，而另一方面则会使整流器工作在其整流容限附近。
附图的简要说明
以下要参照附图通过对实施例的说明来详细地解释本发明，其中：
图1示意性地表示了带有串联补偿换流站的高压直流输电设备；
图2表示一个通过串联电容器连接到三相交流电网上的换流器电桥；
图3表示按照图2的两个串联连接的换流器电桥；
图4用局部框图的形式表示了在本发明的一个实施例中用于图1所示换流站的控制设备；
图5用框图的形式表示了用于图4所示的控制设备的电流控制器的一个实施例；
图6用框图形式表示了逆变器工作方式下的最大控制角限制，用于图4所示的本发明一个实施例的控制设备；
图7用框图表示了本发明一个实施例中的幅值信号和阻尼信号的形成；
图8用详细的框图表示了按照图7的本发明一个实施例中的一种幅值信号的形成方式；
图9用框图表示了本发明另一实施例中的幅值信号和阻尼信号的形成；
图10用详细的框图表示了按照图9的本发明另一实施例中的一种幅值信号的形成方式；
图11用详细的框图表示了按照图9的本发明另一实施例中的阻尼信号的形成方式；
图12用框图表示了一种形式的检测信号的形成方法，它在按照图7的本发明一个实施例中用于检测基波频率的振荡；以及
图13用框图表示了另一种形式的检测信号的形成方法，它在按照图9的本发明另一实施例中用于检测基波频率的振荡。最佳实施例的详细说明
以下的描述同时涉及到方法和装置，所以附图可以被视为信号流程图或是装置的方框图。因此，所述的″计算值″，″(算出的)数值″以及″信号″的意义是相同的。
在下文中我们假定整流开始时的控制角α和整流结束时的消弧角γ是以常规方式与各个交流电网的电压相联系的。整流容限γm表示与换流器电桥中的开关器件上的整流电压有关的消弧角。对于一个非串联补偿的换流站来说，消弧角γ等于整流容限γm，但是对于一个串联补偿的换流站来说，消弧角γ通常会偏离整流容限γm，并且可以具有小于零的值。
图1中粗略地表示了两个三相交流电压网N1和N2之间的高压直流输电设备。每个交流电压网分别具有基波频率f01和f02，该频率通常为50或60Hz。
换流器SR1的交流电压端通过串联电容器SC1和变压器T1连接到电网N1，而换流器SR2的交流电压端通过串联电容器SC2和变压器T2连接到电网N2。各个变压器分别装备有抽头变换器TC1和TC2，在图中用箭头来表示。DC连线L1和L2把换流器SR1的直流电压端连接到换流器SR2上对应的直流电压端。DC连线的阻抗分别表示为Z1和Z2。另外，用于产生无功功率并且滤除谐波的并联滤波器(在图中未示出)被连接到各自的交流电网。
为了说明本实施例，假定换流器SR1作为整流器来工作，而换流器SR2作为逆变器来工作，但是双方都适合按照公知的方式作为整流器和逆变器来工作。
按照公知的方式，换流器可以被设计成两个串联连接的6-脉冲桥，从而构成12-脉冲的连接，其中的每个变压器包括两个彼此相移30°的副边绕组，例如一个副边绕组采用Y形连接，而另一副边绕组采用Δ形连接。图2表示了一个六脉冲桥BR，它包括六个彼此相同的开关器件V1-V6，在图中表示为闸流晶体管，它们通过三相电网上的串联电容SCR，SCS，SCT连接在交流电网一侧，三相电网包括三个串联连接的电压发生器GR，GS，GT，它们分别带有三个电抗器LR，LS，LT，该网络构成了上述的变压器、并联滤波器和交流电网的一个等效电路。6-脉冲桥两端的直流电压用Udb来表示。
开关器件的整流电压被表示为UKVm，n，其中的下标m表示非整流开关器件，而下标n表示整流开关器件。在从开关器件V1转换到开关器件V3的过程中，开关器件V2也载有电流，整流电压UKV1，3＝US-UCS-UR+UCRT。在开关器件V3点火的过渡延迟期间，电流IR会以相应的较长时间流经电容器SCR，而电容器电压UCR会产生附加的dUCR，它对应于附加的电流-时间面积。如果用UKVSm，n来表示静态期间的整流电压，在这种情况下的整流电压就是UKV1，3＝UKVS1，3+dUCR。假设控制角的顺序不变，与静态的情况相比，等比例的控制将会使开关器件V4的点火延迟，其延迟时间量等于开关器件V3的点火过渡延迟时间。这就意味着开关器件V2的导通间隔会延长到和开关器件V1的导通间隔一样长。按照图2中所示的极性，电容电压UCT将会产生附加的dUCT＝-dUCR。通过对整个基频周期内的整流电压的分析可以看出，这些电压会形成峰值为2dUCR的基频振荡，这种振荡会在电桥的直流电压UDB中形成相应的基频振荡。整流容限也会随着这一图形发生变化，在本例中，开关器件V2的整流容限最大，而开关器件V5的整流容限最小。
图3表示了图2所示类型的两个6-脉冲电桥BR和BR′，它们的直流侧串联连接。电压UR0，US0，UT0分别相对于各自的对应电压UR0′，US0′和UT0′移相30°。作为整流器，各个电桥的直流电压端上的电压被表示为Udb11和Udb12，而对于逆变器来说则表示为Udb21和Udb22。这样，整流器的直流电压Ud1就是Ud1＝Udb11+Udb12，而逆变器的直流电压Ud2就是Ud2＝Udb21+Udb22。
各个换流器分别装备有一个控制设备CE1，CE2(参见图1)。每个控制设备包括一个控制角单元CAC、单元CFC和单元CPG。CAC用于形成控制角α的一个顺序值，以下还要详细说明这个控制角单元。按照本身已经公知的方法设计的单元CFC用于根据控制角α的顺序值确定各个开关的点火时刻，而CPG被用于在点火时刻为换流器中的各个开关器件分别产生控制脉冲CP1和CP2。控制角单元CAC从功率控制单元POC获得关于有功功率的参考值，这一参考值是用公知的方法形成的。虽然图中没有表示，控制角单元还可以从上级控制系统获得其他参考值，例如用于控制与交流电压网的无功功率交换。
整流器的直流电压Ud1和逆变器的直流电压Ud2可以分别利用电压测量装置UM1和UM2来测量，它们分别提供测量值UD1和UD2。另外，电压测量装置还适合分别提供电桥电压Udb11和Udb12的测量值UDB11和UDB12以及逆变器电桥电压Udb21和Udb22的测量值UDB21和UDB22。流过DC连线的电流Id是分别通过电流测量装置IM1和IM2来测量的，它们分别提供测量值ID1和ID2。各交流电网的电压Un1和Un2是分别利用电压测量装置UMN1和UMN2测量的。它们分别提供测量值UN1和UN2。测量值UN1和UN2还包含了各个交流电网的基频f01和f02的有关信息。
换流器的控制设备可以得到设备运行参数的上述测量值，也就是说，整流器的控制设备可以得到交流电网的电压测量值、整流器的直流和电桥电压、以及DC连线中的直流电流，而逆变器的控制设备可以得到与逆变器有关的相应测量值。另外，控制设备还可以(通过一种图中没有表示但却是公知的方式)获得表示各交流电网的基频的输入信号以及与抽头变换器的位置和功率方向信号RECT/INV有关的信息，后一个信号分别代表整流器运行和逆变器运行，并且是按照设备操作者要求的功率方向来确定的。
根据提供给控制设备的测量值和输入信号，整流器和逆变器的控制设备分别产生控制脉冲CP1和CP2，用于换流器的开关器件，并且将其提供给各个开关器件。两个控制设备按照公知的方式通过电信链路相互通信，电信链路TL被用于双向传输换流器运行参数的有关信息。
各个控制设备还可以包括一个抽头变换器控制单元，它在图中没有示出，但却是公知的，它用于为抽头变换器产生INCREASE/DECREASE脉冲，这些脉冲被提供给抽头变换器的操作装置。
图4表示了在本发明的一个实施例中用于图1换流站的控制设备的一部分。为整流器和逆变器设计的控制设备通常是相同的，因此，在图4和后续的附图5-7和9-11中没有表示出分别用于指示整流器和逆变器的有关参数的标号1和2。
功率控制单元POC包括一个用于计算电流量级(current order)IO的计算元件IOCAL，电流量级IO是在DC连接中所传输的有功功率的功率量级对整流器中的直流电压Ud的测量值UD的商数。电流量级被提供给限制元件1，用于根据提供给上述限制元件的直流电压Ud的测量值UD来限制电流量级。因此限制元件1的输出信号IOL被提供给控制角单元CAC中的电流控制器CC，作为该控制器的参考值。电流控制器还可以得到一个信号SF，它是由本发明的进一步发展而获得的，在下文中会对此做详细的说明。
电流控制器的输出信号AO在限制元件2中可以分别借助能够受到影响的限制信号AMAXL和AMINL被限制在其最大值和最小值。限制元件2的输出信号AOL作为控制角α的顺序值被提供给单元CFC，用于确定各个开关器件的点火时刻。
在开关器件的每一点火时刻，单元CFC还产生一个同步信号SYNC，它的功能在以下会作出详细说明。
图5表示了电流控制器CC的一个实施例。加法器3形成一个输出信号，它是直流电流Id的参考值IOL与该电流的测量值ID之差。该差值被提供给增益为GP的比例放大元件4和加法器5。加法器5还得到一个预选的整流器和逆变器之间的电流容限IOM，并且形成一个表示该电流容限和第一加法器3的输出信号之间的差的输出信号。加法器5的输出信号被提供给积分时间常数为1/GI的积分元件6。积分元件包括一个限制元件7，它分别根据一个能够受到影响的限制信号AMAXLI和限制信号AMINL把积分元件的输出信号限制在其最大值和最小值。加法器8得到信号SF和来自比例放大元件4的输出信号以及来自积分元件的受到限制元件7限制的输出信号。加法器8的输出信号构成了电流控制器的输出信号AO，并且形成了由信号SF与积分元件的输出信号之和再减去比例放大元件的输出信号的信号。
用于整流器和逆变器的电流量级和电流容限通过电信链路TL被同步，但是双方的协调也可以用其他惯用的方式执行的。
整流器的电流容限IOM通常等于零，而逆变器的电流容限则被设定为不等于零的值，并且具有这样一个符号，使逆变器的控制设备力图减小由整流器控制的直流电流。因此，在逆变器的静态运行期间，积分元件的输入信号是由电流容限构成的，这意味着其输出信号可以作为受到限制信号AMAXLI限制的最大值。在平衡状态下，比例放大元件4的输出信号等于或是接近零，因此，如果暂时忽略信号SF，受到逆变器控制的控制角α就是由上述的限制信号来确定的。
图6表示了在本发明的一个最佳实施例中是如何形成限制信号AMAXL和AMAXLI的。控制单元ALCAL按照一种公知的方式根据诸如直流电流Id和/或理想的空载直流电压Udi0等参数形成输出信号AGARG，作为平衡的电容电压条件下的控制角的数值，该控制单元可以给出相对于整流误差足够安全的整流容限γm。输出信号AMARG被提供给限制元件9并且分别利用限制信号AMAX和AMIN将其限制在最大和最小值。限制元件9的输出信号被提供给加法器101，加法器101还可以收到按照本发明所形成的并且在下文中还要进一步说明的一个补偿信号ACOMP。加法器101的输出信号是限制元件9的输出信号和补偿信号ACOMP之差，它构成了提供给控制角单元CAC的限制元件2的限制信号AMAXL。限制信号AMAXL被提供给加法器102，加法器102还得到一个信号SI，它是由本发明的进一步发展而构成的，在下文中还要详细说明。加法器102的输出信号是限制信号AMAXL和信号SI之差，它构成了提供给电流控制器的限制元件7的限制信号AMAXLI。
作为整流器11(图6)的输出信号的电压值UDI0是按照公知的方式形成的，整流器对交流电网电压Un的测量值UN整流，其中还考虑到电流变换比例。
整流器和逆变器各自的限制信号AMINL是按照公知的方式形成的。
图7表示了本发明的一个实施例。6-脉冲电桥的直流电压Udb的测量值UDB被提供给由频率分离元件FSD和绝对值形成元件ABS构成的幅值形成单元AVU，并且形成一个幅值信号AMPL的输出信号，作为例如由上述电容电压的不平衡而在直流电压中造成的基波频率的检测分量。
此处的测量值UDB指的是上述整流器电桥电压Udb11和Udb12的测量值UDB11和UDB12以及逆变器电桥电压Udb21和Udb22的测量值UDB21和UDB22中的一个。
如果把电桥电压假定为Udb(t)=A0+Σk=1∞Ck*cos(k*2πf0t+φk),]]>其中的k是自然数1，2，3，....，A0表示电桥电压的直流电压分量，Ck表示其k次谐波的幅值。这样，C1就代表电桥电压中的基波频率分量的幅值，而φ1代表其相对于开关器件点火时刻的相位角。
频率分离元件FSD用于从得到的测量值UDB中分离出基波频率分量，并且构成一个带通滤波器，它可以由一个按公知方法设计的带通滤波器构成并且将其调谐到交流电网的基波频率f0。其输出信号被表示为C1m*cos(2πf0t+φ1)，它构成了上述基波分量的测量值并且被提供给绝对值形成元件ABS。绝对值形成元件ABS用于根据幅值C1m形成幅值信号AMPL，使得它对应于电桥电压中的基波频率分量的幅值信号C1。图8表示了绝对值形成元件的一个实施例，它包括一个整流器12，向其提供信号C1m*cos(2πf0t+φ1)，并包括一个具有能够受到影响的时间常数为T的低通滤波器13，它接收整流器12的输出信号并且形成一个输出信号作为幅值信号AMPL。一个比较元件14获得整流器12的输出信号和幅值信号AMPL并且根据比较的结果控制一个选择器SEL4。当来自整流器的输出信号大于幅值信号时，就通过选择器把低通滤波器的时间常数设定为零，否则就设定为一个数值T1。最好是对应着基波频率的周期来选择数值T1。
幅值信号AMPL被提供给由一个检测信号FFD控制的选择器SEL1(图7)。按照一种预定的判据，检测信号表明在电桥电压中出现了基波频率分量，其形成的实施例将在下文中详述。如上所述，这种分量的出现是与整流容限的变化相联系的，而本发明的目的就是要根据幅值信号实现对这种变化的补偿，从而获得一种不低于目标值的整流容限。
在逆变器运行状态下的串联补偿换流站的主电路中，可以用控制角α(和交流电网的电压相关)，直流电流Id1，理想空载直流电压Udi02，以及开关器件的整流容限γm作为变量，按照公知的方式建立电流/电压公式。如果在这些公式中假设一个开关整流容限的恒定的预选值γp，就可以用直流电流和理想空载直流电压作为变量以适当地迭代的方式计算控制角α。从形式上来说，可以用直流电流、理想空载直流电压和整流容限的函数G来表示控制角，即α＝G(Id2，Udi02，γp)。在这种关系中隐含地包括了电压UCR，UCS，UCT，这些电压如上所述是直流电流的函数。
然而，如上所述，在电容电压的不平衡条件下，就会出现开关器件整流容限的变化，并且这些变化取决于附加在平衡的电容电压上的d UCR，d UCS，d UCT。如果统一用ΔUc来表示这些附加电压，对于整流容限衰减最大的开关器件来说(在上述的例子中是开关器件V5)，可以用附加的控制角Δα，直流电流Id2、理想空载直流电压Udi02、开关器件的整流容限γm以及不平衡电压ΔUc等作为变量来建立主电路的关系式。如果在这些公式中假设一个开关整流容限的恒定的预选值γp，就可以用直流电流、理想空载直流电压以及电容的不平衡电压作为变量以适当地迭代的方式来计算附加的控制角Δα。从形式上来说，可以用直流电流、理想空载直流电压、整流容限以及不平衡电压的函数F0来表示附加的控制角，即Δα＝F0(Id2，Udi02，γp，ΔUc)。这样，在不平衡电压ΔUc的条件下，必须把附加的控制角Δα加到在按照平衡的电容电压运行期间根据信号AMARG形成的控制角上，以便使整流容限等于需要在开关器件上保持的预选值γp，这个开关器件因为不平衡电压而得到最小的整流容限。从上文中可以看出，幅值信号AMPL对应于电桥电压中的基波频率分量的幅值C1，而这个幅值又对应着不平衡电压ΔUc。
在出现检测信号FFD时，通过选择器将其输出信号SA设定在等于幅值信号AMPL的值，否则就假定其为零值。来自选择器的输出信号被提供给计算单元CALC2(图6)。计算单元包括计算元件，它适合根据关系式H0连续地计算对应于附加控制角的补偿信号ACOMP，根据这个关系H0附加控制角是上述的函数F0。由计算单元计算和形成的补偿信号被提供给加法器101，在其中与一个控制角的数值相减，该数值是由控制单元ALCAL形成的，并且受到限制元件9的限制，该控制角对在其他条件下的平衡的电容电压是有效的。按照这种方式，根据限制信号AMAXL(图4)形成的控制角被减少一个数值Δα，从而就意味着由于不平衡电压而获得最小整流容限的那个开关器件得到了一个不低于预选值γp的整流容限。
函数F0是相对复杂的，并且对典型设备的研究已经显示出，即使按照上述的近似模拟关系式F0通过计算来形成补偿信号ACOMP，仍可以获得对整流容限的变化的充分补偿。按照这种方式，可以获得一个取决于直流电流、理想空载直流电压以及不平衡电压的控制角的简化函数，这就意味着计算单元CALC2中包括的计算元件的设计可以简化，并且可以更快地执行计算。现已证实了这样做的优点，即连续地向计算单元提供换流器电桥的理想空载直流电压的电压值UDI0，并且使计算单元根据所提供的数值计算一个补偿信号ACOMP，它对应于按照以下关系式H1的附加控制角：H1=K1(UDI0UDI0-SA-1)]]>其中的K1是放大系数。
图7进一步表示了本发明的一种有益的改进，按照这种改进形成了一种衰减信号UOD，它被提供给电流控制器CC，用于较快地衰减换流器电桥电压中的基波分量和串联电容器中的不平衡电压。衰减信号形成单元DSU获得电桥电压中基波频率分量的测量值C1m*cos(2πf0t+φ1)、上述信号的同步信号SYNC、以及DC传输电流量级的数值IO。该DSU单元包括一个移相元件PHS、一个幅值修正元件AAD、以及一个与幅值形成单元中所包括的相同类型的绝对值形成元件ABS。移相元件包括由同步信号控制的采样电路SAMP3、移位寄存器SH3和一个保持电路SAH。移位寄存器具有串联的输入和并联的输出，该输出可以通过可调整的选择器SEL5连接到移位寄存器中的任意位置，在图中用双向的箭头表示。采样电路按照每个同步信号形成测量值C1m*cos(2πf0t+φ1)的采样值，这些采样值被提供给移位寄存器。在移位寄存器提取信号的位置上，其输入信号被延迟了对应的附加相位Δφ。移位寄存器的输出信号被提供给保持电路，其输出信号构成被延迟了附加相位Δφ的测量值C1m*cos(2πf0t+φ1)，也就是C1m*cos(2πf0t+φ1-Δφ)。
在电容器电压不平衡的情况下对换流器电桥中的电压状态的深入分析显示出在以下条件下、即在根据衰减信号获得的合成控制角相对于电桥电压中的基波分量被移相120°的情况下，可以获得最佳的衰减。因此，移位寄存器中的附加相位Δφ按理想应对应于120°，但是，信号处理中的延迟和开关器件点火时刻的影响要求把附加相位选择在稍低于120°。例如可以这样来设计移位寄存器，以便允许把相位延迟设定在120°±n*12°，其中的n是数字1，2，3，....。
幅值修正元件AAD包括乘法器15、函数形成元件16及限制元件17。来自移相元件PHS的输出信号C1m*cos(2πf0t+φ1-Δφ)被提供给乘法器用于与函数形成元件16的输出信号IOC相乘。输出信号IOC是根据提供给函数形成元件的电流量级IO形成的，其形成方式是在电流量级增加时，输出信号IOC就会下降。乘法器的输出信号提供给限制元件17，它对IOC*C1m*cos(2πf0t+φ1-Δφ)所得的乘积加以限制，使其不会超过DMAX值。由限制元件的输出信号构成衰减信号UOD。信号C1m*cos(2πf0t+φ1-Δφ)与IOC的乘积导致对衰减信号所带来的对放大作用的修正，这是考虑到在大电流时需要一种较小的控制角变化以便获得电容器电压的某些变化。
这样，衰减信号UOD就包括了UOD＝D*cos(2πf0t+φa)的信号形式，其中的幅值是根据来自函数形成元件16的输出信号IOC和电桥电压的基波频率分量的幅值C1的乘积而形成的，而其相位角φa是由电桥电压的基波频率分量的相位角φ1与附加相位Δφ之差(φ1-Δφ)所构成。DMAX的数值最好被选择在对应着大约5°的角度。
为了使衰减信号能够为控制角α的顺序值AOL提供正、负双方的附加值，来自积分元件6的输出信号被限制在一个数值AMAXLI，其幅值小于被提供给控制角单元CAC的限制元件2(图5)的限制值AMAXL。这是通过把衰减信号提供给包括在衰减信号形成单元中的绝对值形成元件而实现的，绝对值形成元件的输出信号UODA是根据衰减信号的幅值D形成的。
输出信号UODA被提供给选择器SEL3，它是由检测信号FFD来控制的。在出现检测信号时，选择器的输出信号SI是等于输出信号UODA的一个数值；否则就假定为零值。选择器的输出信号SI被提供给加法器102(图6)，其输出信号构成了由限制信号AMAXL和输出信号SI之差形成的限制信号AMAXLI。
图9表示了本发明另一实施例的总体框图。
在图10中用更详细的框图表示了幅值形成单元，它可以获得电桥电压基波频率分量的测量值UDB、同步信号SYNC以及相应的交流电网基波频率f0的测量值。对于例如由上述的电容电压不平衡造成的直流电压中的一个检测到的基频分量来说，幅值形成单元形成幅值信号AMPL以及一个余弦幅值信号A和一个正弦幅值信号B。幅值形成单元包括一个振荡器18，它根据所得的相应的交流电网基波频率f0的测量值以及用于连接到这个交流电网上的换流器的同步信号SYNC产生一个余弦信号SCOS＝cos(2πf0t)和一个正弦信号SSIN＝sin(2πf0t)，其中的′t′表示时间，使得正弦和余弦的相位彼此相同并使它们的相移和同步信号SYNC相联系。在本实施例中，为了简化，假设相对于同步信号SYNC的这种相移为零。
幅值形成单元还包括一个乘法器19、由同步信号SYNC控制的采样电路SAMP1、具有串行输入和并行输出的一个移位寄存器SH1、一个加法器20和一个乘法器21。
测量值UDB提供给乘法器19，在其中它与余弦信号SCOS相乘。该乘法器的输出信号提供给采样电路，在每个同步信号点上形成一个采样值即UDB*SCOS的乘积。该采样值提供给移位寄存器，在其中存储着对应于信号SCOS的至少一个周期的数量的最近的采样值。如果把可以存储在移位寄存器中的采样值数量用N表示，在6-脉冲电桥中最好是把N选为6或是6的整倍数。对应于信号SCOS的一个或几个周期的N个最后采样值在每个同步信号上在加法器20中相加，其输出信号在乘法器21中通过与一个数值2/N相乘而被归一化。如果把电桥电压设定为Udb(t)=A0+Σk=1∞Ak*cos(k*2πf0t)+Σk=1∞Bk*sin(k*2πf0t),]]>其中的i是自然数1，2，3，....，乘法器21的输出信号是余弦幅值信号A，它是电桥电压基频的余弦分量的幅值A1的量度值。
幅值形成单元还包括乘法器22、采样电路SAMP2、移位寄存器SH2和乘法器24。
电桥电压的测量值UDB也提供给乘法器22，在其中将其与正弦信号SSIN相乘。乘法器22的输出信号随后模仿上述的方式在采样电路SAMP2、移位寄存器SH2、加法器23和乘法器24中进行处理。乘法器24的输出信号是正弦幅值信号B，它是电桥电压基频的正弦分量的幅值B1的量度值。
余弦幅值信号A和正弦幅值信号B提供给一个计算元件CALC1，它按照一种公知的方法根据A和B的平方和计算其平方根。
可以想到，如果假设电桥电压为Udb(t)=A0+Σk=1∞Ck*cos(k*2πf0t+φk),]]>由计算元件CALC1计算出的信号是电桥电压基频分量幅值C1的一个量度值，并且形成一个幅值信号AMPL。在本发明的这一实施例中，该幅值信号还被提供给选择器SEL1，为了清楚起见将其也表示在图9中。补偿信号ACOMP则是按照上述的方法形成的。
图9中还表示了本发明进一步发展的另一实施例，利用它形成一个衰减信号UOD。衰减信号形成单元DSU包括一个移相元件PHS、一个幅值修正元件AAD及一个信号合成元件SSD，这些元件更详细地表示在图11中。幅值修正元件AAD与图7中所述的相同，但是在本实施例中是向乘法器15提供幅值信号AMPL，并且由该单元提供一个用Ca表示的输出信号作为补偿的幅值信号。
移相元件PHS包括一个相位角形成元件CALC3和一个加法器25。余弦幅值信号A和正弦幅值信号B可以具有正值和负值，并且可以被作为对应于幅值信号AMPL的一个矢量的彼此垂直的两个分量，幅值信号AMPL又是电桥电压基频分量幅值C1的一个量度值。信号A和B被提供给相位角形成元件，它按照公知的方式适合于形成该基频分量的相位角φ1的量度值。这一点在图中体现在相位角形成元件上，包括适合于根据公式φ′＝arc tan(-B/A)计算相位角φ′的计算元件，这时要对图中分别用(A)和(B)表示的余弦幅值信号A和正弦幅值信号B的符号进行检测，同时在正确地考虑信号A和B的符号的情况下把反正切函数的基本值限定在-90°和+90°之间，如果合适的话，还可以增加180°。
由相位角形成元件形成的相位角数值φ1和附加相位Δφ提供给加法器25，它形成一个作为补偿相位角φa的输出信号，这个角φa是电桥电压基频分量的相位角φ1与附加相位Δφ之差，即(φ1-Δφ)。附加相位Δφ按照与图7中所述的同样判据来选择。
分别获得数值Ca和φa以及上述的余弦信号SCOS和正弦信号SSIN的信号合成元件SSD包括一个适合形成输出信号Cacos(φa)的计算元件CALC4和一个适合形成输出信号-Casin(φa)的计算元件CALC5。CALC4的输出信号在乘法器26中与余弦信号SCOS相乘，而CALC5的输出信号在乘法器27中与正弦信号SSIN相乘。由此获得的乘积在加法器28中相加，其输出信号就构成了衰减信号UOD。
在这种情况下可以把衰减信号写成UOD＝DCOS*cos(2πf0t)+DSIN*sin(2πf0t)，其中的幅值DCOS和DSIN是根据函数形成元件16的输出信号IOC和电桥电压基频分量C1以及附加相位Δφ的幅值的乘积形成的。
在本实施例中，衰减信号还被提供给选择器SEL2，在图9中为了清楚而标出了选择器SEL2。在本实施例中，限制信号AMAXLI可以模仿图6和7中所示的方式来形成，但是此处的差别是向选择器SEL3提供补偿幅值信号Ca(图9)。
图12表示了一种检测器信号FFD的形成方法，它可以有益地用在图7所示的本发明的实施例中。检测器电路DET3包括比较元件29、时间延迟为t4的延迟释放的延迟元件30、以及时间延迟为t5的延迟操作的延迟元件31，它们按上述顺序相互级联。比较元件获得幅值信号AMPL并在该幅值信号超过一个可选的门限值CR时形成一个输出信号。时间t5最好选择在40ms的数量级，而时间t是可以选择在50ms的数量级。
图13表示了检测器信号FFD的一种形成方法，它可以被有利地用于图9所示的本发明的一个实施例。
如果把作为对应于幅值信号AMPL的矢量的余弦分量的幅值信号A和正弦分量的幅值信号B设想为再现在一个频率平面中，则在电桥电压的测量值UDB包含一个偏离基波频率的频率分量时，所得的矢量就会以一定的角频率转动，该角 频率对应于电桥电压的分量与基波频率之间的频率差。当电桥电压包含一个等于基波频率的频率分量时，矢量图中的矢量就会保持静止。通过在任选的时间周期中分别检测余弦幅值信号A和正弦幅值信号B是否超过一个任选的门限值，从频率平面来看，检测的带宽取决于选择的时间。
余弦幅值信号A提供给包括比较元件321的第一检测电路DET1，该比较元件321在余弦幅值信号A超过一个选定的门限值AR时形成一个指示信号AOSC1。指示信号AOSC1被提供给次检测电路DET1P，它包括时间延迟为t1的第一延迟元件33，以及包括一个反向输入并且时间延迟为t2的第二延迟元件34。第一延迟元件的输出信号被提供给双稳态电路35的S输入端和一个时间延迟为t3的第三延迟元件36。第二延迟元件的输出信号被提供给AND电路37，第三延迟元件的输出信号被提供给AND电路的反向输入端。AND电路的输出信号被提供给双稳态电路的R输入端，用于复位其Q输出。如果在时间t1之后仍存在指示信号AOSC1，就在双稳态电路中设置Q输出。如果指示信号AOSC1消失且至少维持了时间t2，就在时间t2-t3之后使Q输出复位。然而，Q输出的置位至少在时间t3内是保持的。经过验证的各个延迟的最佳选择为t1＝40ms，t2＝10ms，而t3＝50ms。
余弦幅值信号A提供给包括在检测电路DET1中的比较元件322，并且在余弦幅值信号A低于负值的门限信号AR时形成一个指示信号AOSC2。指示信号AOSC2被提供给检测电路DET1N，它是按照与次检测电路DET1P相同的方式构成的。
正弦幅值信号B被提供给第二检测电路DET2，其功能与上述的检测器完全相同。次检测电路的各个Q输出被提供给或电路38，在次检测电路的至少一个双稳态电路的Q输出被置位时它的输出信号就构成了检测信号FFD。
本发明不仅限于上述的实施例，在本发明的范围内还可以实现多种变更。这样，如果一个换流器包括不止一个6-脉冲电桥，就可以为每个换流器电桥形成上述的补偿信号和上述的衰减信号，并且按照本领域技术人员公知的方式，修改一个选择器使其选择并向换流器的控制设备提供上述信号中最大的信号。
用于幅值修正元件AAD的换流器电流电平放大系数的修正也可以通过以下方式来实现，即另外为换流器直流电流Id的经过低通滤波的检测值ID提供函数形成元件16。
框图中所示的一部分方框在应用中可以设计成模拟和/或数字装置构成的模型以便实现建模，也可以在硬件电路中全部或部分地利用模拟和/或数字技术进行计算，或是通过微处理器中的程序来实现。
利用本发明的方法和装置，可以利用串联补偿的优点，而不会由于直流电流的瞬变和/或控制角的增加而出现整流误差。这对于逆变器是很重要的，因为它所用的控制设备通常力图把整流容限减少到最低值。对于整流器这同样是极其重要的，因为在控制角快速变化时，例如在DC连线的这样一种故障条件下，即在整流器需要在最大负电压的方向上得到快速控制的情况下，要把控制角的相序定在180°附近。这些控制角的变化的结果，一方面增大了上述类型的不平衡风险，而另一方面则会使整流器工作在其整流容限附近。
在换流器的无故障运行期间，衰减信号的作用是快速地衰减换流器电桥两端的直流电压中的基波频率分量，这种基波频率分量是由于串联电容器中的不平衡电压造成的。