永磁同步电动机的控制系统 本发明涉及永磁同步电动机的控制系统。
用于永磁同步电动机的已有技术控制系统的一个例子如图19所示。
此控制系统包括电流控制单元1、电压坐标变换单元2、三角波发生单元3以及PWM电压运算单元4。
在电流控制单元1中，输入磁通电流指令(instruction)IdRef、转矩电流指令IqRef，以及d轴电流Id和q轴电流(它们是转换到互相正交的d轴和q轴的负载电流)。比较磁通电流指令IdRef和d轴电流Id并发现偏差。也把转矩电流指令IqRef与q轴电流Iq进行比较并发现偏差。然后，根据磁通电流指令IdRef和d轴电流Id之间的偏差，通过比例加积分(proportional-plus-integral)控制发现磁通电压指令VdRef。根据转矩电流指令IqRef和q轴电流Iq之间的偏差，也发现了转矩电压指令VqRef。
在电压坐标变换单元2中，根据电动机磁通角θr把磁通电压指令VdRef和转矩电压指令VqRef从2相转换成3相。发现并输出3相电压控制信号VuRef、VvRef和VwRef。
在三角波发生单元3中，产生一正一负两个具有恒定频率的三角波TRIP和TRIM。这里，假定NPC(中性点箝位)反相器是进行控制的功率转换器。
在PWM电压运算单元4中，把3相电压控制信号VuRef、VvRef、VwRef与三角波TRIP和TRIM相比较，以输出3相PWM电压指令。
通过根据这些3相PWM电压指令控制反相器的输出电压，来控制永磁同步电动机。
用于永磁同步电动机的这类控制系统，由电流反馈控制来进行电流瞬时值的控制。因此，如果增大电动机的旋转频率，且电动机的端接电压超出反相器的最大输出电压，则此电流控制系统将变得不稳定。因此，需要通以对转矩没有贡献地场削弱电流，使电动机的端接电压不超出反相器的最大输出电压。
然而，通以场削弱电流会产生一些问题，诸如电动机发热以及使反相器的载流量增大等问题。
而且，永磁的磁通也随温度而改变。因此，如果电动机温度变化，永磁的磁通也将发生变化。因此，如果取磁通为常数进行控制，将使输出转矩不遵循转矩指令，且不能进行精确的转矩控制。
此外，应用已有技术的控制，当电动机作惯性运行(coasting)时，反相器不管没有转矩输出的事实而一直工作。这就在反相器中产生了废热，并降低整个系统的效率。
本发明的一个目的是提供一种用于永磁同步电动机的控制系统，它能解决上述各种问题。
依据本发明，提供了一种用于永磁同步电动机的控制系统，它可通过功率转换系统控制永磁同步电动机，它包括一用于永磁同步电动机的控制系统，该控制系统的特征是具有电流指令值运算单元，该单元取转矩指令电动机的角频率和从下述磁通方向电流修正值操作器件输出的磁通方向电流修正值作为其输入，并计算磁通方向电流指令和转矩方向电流指令；电压指令运算单元，它取此电流指令值运算单元输出的磁通方向电流指令和转矩方向电流指令作为其输入，并计算磁通方向电压指令和转矩方向电压指令；极坐标变换单元，它取此电压指令运算单元输出的磁通方向电压指令和转矩方向电压指令作为其输入，并计算电压矢量的大小和相对于磁通轴向的电压矢量角；电压固定单元，它取此极坐标变换单元输出的电压矢量的大小、特定电压矢量的大小和电压固定指令作为其输入，并选中来自所述极坐标变换单元的电压矢量大小或依据电压固定指令的固定电压矢量大小；磁通方向电流修正值运算单元，它取从所述极坐标变换单元输出的电压矢量大小和由所述电压固定单元选中的电压矢量大小作为其输入，并计算所述磁通方向电流修正；调制系数运算单元，它取由所述电压固定单元选中的电压矢量大小和所述功率转换系统的直流耦合电压作为其输入，并计算所述功率转换系统的调制系数；转矩电流控制单元，它取从所述电流指令值运算单元输出的转矩方向电流指令和转矩电流实际值作为其输入，并计算转矩角修正值；PWM电压发生单元，它取从所述调制系数运算单元输出的调制系数、从所述极坐标变换单元输出的电压矢量角和从所述转矩电流控制单元输出的转矩角修正值与永磁磁通角之和作为其输入，并对所述功率转换系统输出PWM电压指令。
图1是控制系统第一实际结构的功能方框图；
图2是第一实际结构的磁通方向电流指令和电动机角频率之间的关系图；
图3是第一实际结构的PWM电压波形图；
图4是控制系统第二实际结构的功能方框图；
图5是第二实际结构加权系数运算单元的功能方框图；
图6是第二实际结构加权系数运算单元的计算图；
图7是控制系统第三实际结构的功能方框图；
图8是控制系统第四实际结构的功能方框图；
图9是第四实际结构的电压矢量大小指令值运算单元的计算图；
图10是控制系统第五实际结构的功能方框图；
图11是第六实际结构的永磁磁通估算单元的功能方框图；
图12是控制系统第七实际结构的功能方框图；
图13是第七实际结构三角波的波形图；
图14是当一侧的三角波不改变180度时的转换图；
图15是当一侧的三角波改变180度时的转换图；
图16是控制系统第八实际结构的功能方框图；
图17是第九实际结构门控单元的功能方框图；
图18是第九实际结构接通/延迟时间延迟单元的工作图；以及
图19是已有技术控制系统的功能方框图。
以下将参照附图描述本发明的某些实际构成。
本发明的第一个实际构造参照图1至图3加以描述。
图1是一个永磁同步电动机控制系统的示意图，这是本发明的第一个实际构造。
永磁同步电动机的控制系统10包括电流指令值运算单元11、电压指令运算单元12、极坐标变换单元13、电压固定单元14、调制系数运算单元15、磁通方向电流校正值运算单元16、转矩电流控制单元17以及PWM(脉宽调制)电压发生单元18。这里，指令这个词意指基准。
在电流指令值运算单元11中，将电动机角频率ωr、转矩指令值RorqRef以及作为下述磁通方向电流校正值运算单元16之输出的磁通校正值ΔIdRef取作其输入。磁通方向电流指令IdRef和转矩方向电流指令IqRef通过运算以下的公式输出。这里，将永磁磁通方向取作d轴，将相对其成直角的方向取作q轴。公式1IdRef=(ωr0-ωr)×Φfωr×Ld+ΔIdRef(ωr≥ωr0)]]>
IdRef＝ΔIdRef (ωr＜ωr0)IqRef=TorqRefΦf+(Ld-Lq)×IdRef]]>其中，ωr0：固定角频率
Φf：永磁磁通
Ld：d轴电感
Lq：q轴电感这些参数均在电流指令值运算单元11中预先确定。
电压指令运算单元12将由电流指令值运算单元11输出的磁通方向电流指令IdRef和转矩方向电流指令IqRef作为其输入。它通过以下公式的运算得到并输出磁通方向电压指令VdRef和转矩方向电压指令VqRef。公式2VdRef=Rd×IdRef-ωr×Lq×IqRef+Ld×dIdRefdt]]>VdRef=Rq×IqRef-ωr×Ld×IdRef+Lq×dIqRefdt]]>其中，Rd：d轴电阻
Rq：q轴电阻Lq，Ld，Rd，Rq均在电压指令运算单元12中预先确定。
极坐标变换单元13将由电压指令运算单元12输出的磁通方向电压指令VdRef和转矩方向电压指令VqRef作为其输入。它通过运算以下公式输出电压矢量大小或长度|V|和电压矢量角6至磁通方向。公式3|V|=VdRef2+VqRef2]]>
电压固定单元14将由极坐标变换单元13输出的电压矢量大小|V|、电压矢量大小指令值|V|Ref和电压固定指令Vfix作为其输入。它根据电压固定指令Vfix计算并输出更新的电压矢量大小|V|fix。
电压固定指令Vfix，当电压矢量大小固定为指令值|V|Ref时为“1”，当电压矢量大小未固定为指令值|V|Ref时为“0”。
根据电压固定指令值Vfix，电压固定单元14，当电压固定指令Vfix为1时输出|V|fix＝|V|Ref，当电压固定指令为0时输出|V|fix＝|V|。
磁通方向电流校正值运算单元16将极坐标变换单元13输出的电压矢量|V|、以及电压固定单元14输出的电压矢量大小|V|fix作为其输入。它利用比例加积分控制运算磁通方向电流校正值ΔIdRef。公式4ΔIdRef=Kpd×s+Kids×(|V|fix-|V|)]]>其中，s：微分算子
kpd：比例增益
kid：积分增益kpd，kid是在磁通方向电流校正值运算单元16中预先确定的。
转矩电流控制单元17将电流指令值运算单元11输出的转矩方向电流指令IqRef，以及转矩电流实际值Iq作为其输入。它通过由以下公式表示的比例加积分控制输出转矩角校正值Δθ。公式5Δθ=Kp×s+kis×(IqRef-Iq)]]>其中，s：微分算子
kp：比例增益
ki：积分增益kp，ki在转矩电流控制单元17中预先确定。
调制系数运算单元15将电压固定单元14输出的电压矢量大小|V|fix，以及PWM反相器直流线路电压Vdc作为其输入。它通过以下公式运算调制系数α公式6α=|V|fixVdc×23/2π]]>
通过图3描述PWM电压发生单元18的操作。
PWM电压发生单元18将反相相位θ1以及调制系数运算单元15输出的调制系数α作为其输入，其中θ1为转矩电流控制单元17的转矩角校正值Δθ、永磁磁通角即转矩相位θr以及极坐标变换单元13输出的电压矢量角δ之和。它通过以下的运算输出三相PWM电压指令VuPWM、VvPWM和VwPWM。其中，用速度运算单元(未图示)对转矩相位θr进行微分，获得所述电动机角频率ωr。
这里，将利用一个NPC反相器驱动永磁同步电动机的情况作为一个例子描述。
首先，采用输入的反相相位θ1，通过以下的公式运算各个相位U、V和W的反相相位θu、θv和θw。公式7
θu＝θ1＋π/2
θv＝θ1＋π/2－2π/3
θw＝θ1＋π/2－4π/3然后，利用U相反相相位θu，通过以下运算输出U相PWM电压指令VuP-WM。公式8
其中，θa＝cos-1(α)
按相同的方法，用以下的方式输出V相PWM电压指令VvPWM和W相电压指令VwPWM。公式9
图3示出了此时的脉冲波形。
而且，通过用上述PWM电压指令控制NPC输出电压来控制永磁同步电动机。
如图2所示，采用由此种方法组成的永磁同步电动机的控制系统，如果电动机的旋转频率超过一个规定值，使电压矢量大小为一个规定电压矢量大小，根据该值求得调制系数。同时，根据来自极坐标变换单元的电压矢量大小和规定的电压矢量大小求得磁通方向电流校正值。即使电动机的端电压超过电源变换系统的最大输出电压，通过用该值校正磁通方向电流指令，也可以确保电流控制系统的稳定性。
以下参照图4至图6描述本发明的第二个实际构造。
在第二个实际构造中，永磁同步电动机的控制系统20包括电流指令值运算单元11、电压指令运算单元12、极坐标变换单元13、电压固定单元14、调制系数运算单元15、磁通方向电流校正值运算单元16、转矩电流控制单元21、PWM电压发生单元18。加权系数运算单元22、d轴电流控制单元23以及q轴电流控制单元24。
其中，电流指令值运算单元11、电压指令运算单元12、极坐标变换单元13、电压固定单元14、调制系数运算单元15、磁通方向电流校正值运算单元16、以及PWM电压发生单元18的工作原理与第一个实际构成相同。
加权系数运算单元22参照图5和图6描述。
加权系数运算单元22包括控制模式切换鉴别单元25和变化系数极限单元26。
控制模式切换鉴别单元25将反相角频率ωr的绝对值|ωr|作为其输入。它通过以下的条件鉴别输出控制模式Cmode。
该控制模式当处于恒压控制时取Cmode＝0，当处于变压控制时取Cmode＝1。
当目前的控制模式为Cmode＝0时，公式10
如果|ωr|≥ωCHG1，Cmode＝0
如果|ωr|＜ωCHG1，Cmode＝1
当目前的控制模式为Cmode＝1时，公式11
如果|ωr|≥ωCHG2，Cmode＝0
如果|ωr|＜ωCHG2，Cmode＝1其中，取ωCHG1≤ωCHG2。
变化系数极限单元26将控制模式切换鉴别单元25输出的控制模式Cmode作为其输入。它输出将极限施加到Cmode的上升和下降速度的数值，取加权系数为k1。加权系数k2根据加权系数k1的上升和下降速度而增减。
在控制模式Cmode于t＝0时从0改变为1的情况下，如果变化系数的极限值取为a，加权系数k1和加权系数k2将按如下变化。公式12
当t＜0：k1＝0 k2＝1
当0≤t＜1/a：k1＝a*t k2＝1－a*t
当1/a≤t：k1＝1 k2＝0
在控制模式Cmode于t＝0时从1改变为0的情况下，按同样的方法变化，公式13
当t＜0：k1＝1 k2＝0
当0≤t＜1/a：k1＝1－a*t k2＝a*t
当1/a≤t：k1＝0 k2＝1
d轴电流控制单元23将这样一个数值作为其输入，该数值为从电流指令值运算单元11输出的磁通方向电流指令IdRef减去磁通电流实际值Id，再乘以加权系数运算单元22输出的加权系数k1而得到。它通过由以下公式表达的比例加积分控制，输出磁通方向电压校正值ΔVd。公式14ΔVd=Gp×s+Gis×K1×(IdRef-Id)]]>其中，s：微分算子
Gp：预定比例增益
Gi：预定积分增益。
将d轴电流控制单元23的输出ΔVd加到电压指令运算单元12输出的磁通方向电压指令VdRef。其结果输入极坐标变换单元13，作为新的磁通方向电压指令VdRef。
q轴电流控制单元24将这样一个数值作为其输入，该数值为从电流指令值运算单元11输出的转矩方向电流指令IqRef减去转矩电流实际值Iq，再乘以加权系数运算单元22输出的加权系数k1而得到。它通过由以下公式表达的比例加积分控制，输出转矩方向电压校正值ΔVq。公式15ΔVq=Gp×s+Gis×K1×(IqRef-Iq)]]>其中，s：微分算子
Gp：比例增益
Gi：积分增益。
Gp，Gi在q轴电流控制单元24中预先确定。
将q轴电流控制单元24的输出ΔVq加到电压指令运算单元12输出的转矩方向电压指令VqRef。其结果输入极坐标变换单元13，作为新的转矩方向电压指令VqRef。
转矩电流控制单元24将这样一个数值作为其输入，该数值为从电流指令值运算单元11输出的转矩方向电流指令IqRef减去转矩电流实际值Iq，再乘以加权系数运算单元22输出的加权系数k2而得到。它通过由以下公式表达的比例加积分控制，输出转矩角校正值Δθ。公式16Δθ=Kp×s+Kis×K1×(IqRef-Iq)]]>其中，s：微分算子
kp：比例增益
ki：积分增益。kp，ki在转矩电流控制单元21中预先确定。
采用由此种方法组成的永磁同步电动机的控制系统，如果电动机的旋转频率超过一个规定值，使电压矢量大小为一个规定电压矢量大小，根据该值求得调制系数。同时，根据来自极坐标变换单元的电压矢量大小和规定的电压矢量大小求得磁通方向电流校正值。即使电动机的端电压超过电源变换系统的最大输出电压，通过用该值校正磁通方向电流指令，可以确保电流控制系统的稳定性。此外，在变压控制与定压控制之间变换期间，通过逐渐改变加权，可以平稳地完成变压控制与定压控制之间的变换。
以下参照图7描述本发明的第三个实际构造。
在第三个实际构造中，永磁同步电动机的控制系统30包括电流指令值运算单元31、电压指令运算单元12、极坐标变换单元13、调制系数运算单元15、转矩电流控制单元17以及PWM电压发生单元18。
其中，电压指令运算单元12、极坐标变换单元13、调制系数运算单元15、转矩电流控制单元17以及PWM电压发生单元18的工作原理与第一个实际构成相同，故省略对它们的描述。然而，将极坐标变换单元13输出的电压矢量大小|V|输入调制系数运算单元15。
电流指令值运算单元31将电压矢量大小指令|V|Ref、转矩指令TorqRef、电动机角频率r以及电压固定指令Vfix作为其输入。它根据电压固定指令值Vfix，通过以下两种运算方法输出磁通方向电流指令IdRef和转矩方向电流指令IqRef。
对于电压固定指令Vfix，
当电压矢量大小为固定时：Vfix＝1，
当电压矢量大小不固定时：Vfix＝0。
首先，在电压固定指令Vfix＝1的情况下，将转矩指令TorqRef、电压矢量大小指令|V|Ref和电动机角频率r取作参数，并输出先前储存的磁通方向电流指令IdRef和转矩方向电流指令IqRef。
IdRef和IqRef应同时满足的条件为：公式17
(Φf＋Ld×IdRef)2＋(Lq×IdRef)2＝(|V|Ref/ωr)2
(Φf＋(Ld－Iq)×IdRef)×IqRef＝TorqRef其中，Φf：永磁磁通
Ld：d轴电感
Lq：q轴电感
这些参数均在电流指令值运算单元31中预先确定。
而且，在电压固定指令Vfix＝0的情况下，将转矩指令值TorqRef和电动机角频率r作为输入，并通过计算以下的公式输出磁通方向电流指令IdRef和转矩方向电流指令IdRef。公式18IdRef=(ωr0-ωr)×Φfωr×Ld+ΔIdRef(ωr≥ωr0)]]>
IdRef＝-ΔIdRef (ωr＜ωr0)IqRef=TorqRefΦf+(Ld-Lq)×IdRef]]>其中，ωr0：固定角频率
Φf：永磁磁通
Ld：d轴电感
Lq：q轴电感这些参数均在电流指令值运算单元31中预先确定。
采用由此种方法组成的永磁同步电动机的控制系统，在电流指令值运算单元中，通过两种运算方法运算磁通方向电流指令和转矩方向电流指令，即其一，当电动机的旋转频率超过一个规定值，其二，当电动机的旋转频率未超过一个规定值。在电动机的旋转频率超过该规定值的情况下，通过校正磁通方向电流指令，可以确保电流控制系统的稳定性，即使电动机的端电压超过电源变换系统的最大输出电压也无妨。
接下来参照图8和图9描述本发明的第四个实际构造。
第四个实际构成的永磁同步电动机的控制系统40包括电流指令值运算单元11、电压指令运算单元12、极坐标变换单元13、电压固定单元14、调制系数运算单元15、磁通方向电流校正值运算单元16、转矩电流控制单元17、PWM电压发生单元18以及电压矢量大小指令值运算单元41。
其中，电流指令值运算单元11、电压指令运算单元12、极坐标变换单元13、电压固定单元14、调制系数运算单元15、磁通方向电流校正值运算单元16、转矩电流控制单元17以及PWM电压发生单元18的工作原理与第一个实际构成相同。
电压矢量大小指令值运算单元41将反相直流线路电压Vdc、电流指令值运算单元11输出的磁通方向电流指令IdRef以及电动机的角频率ωr作为其输入。它根据以下的公式设置并输出电压矢量大小指令|V|。公式19
当IdRef≤0：|V|Ref=6π×Vdc]]>
当IdRef＞0：|V|Ref=6π×Vdc-ωr×Ld×IdRef]]>
其中，Ld在电压矢量大小指令值运算单元41中预先确定。
该电压矢量大小指令|V|Ref具有如图9所示之类的关系。
该电压矢量大小指令|V|Ref输入到电压固定单元14。
通过按此种方式组成系统，当磁通方向电流指令IdRef取正值时，判断反相直流线路电压因直流电源的影响而变大。然后，通过减小电压矢量大小指令值|V|Ref，使磁通方向电流大致为零，不会使磁通方向电流白白通过。
接下来参照图10描述本发明的第五个实际构造。
第五个实际构成的永磁同步电动机的控制系统45包括电流指令值运算单元46、电压指令运算单元12、极坐标变换单元13、电压固定单元14、调制系数运算单元15、磁通方向电流校正值运算单元16、转矩电流控制单元17、PWM电压发生单元18以及永磁磁通估算单元47。
其中，电压指令运算单元12、极坐标变换单元13、电压固定单元14、调制系数运算单元15、磁通方向电流校正值运算单元16、转矩电流控制单元17以及PWM电压发生单元18的工作原理与第一个实际构成相同。
永磁磁通估算单元47将电流指令值运算单元46输出的磁通方向电流指令IdRef、电压指令运算单元12输出的转矩方向电压指令VqRef以及电动机的角频率ωr作为其输入。它通过以下运算输出永磁磁通估计值Φf_H。公式20Φf_H=G(s)×VqRefωrLd×IdRef]]>
其中，G(s)＝1/(1＋Tf×s)
s：微分算子
Ld：d轴电感
Tf：滤波器的时间常数(一个比永磁的温度变化时间常数为小的数值)Ld、Tf是在永磁磁通估算单元47中预先确定的。
电流指令值运算单元46将电动机的角频率ωr、转矩指令TorqRef、磁通方向电流校正值运算单元16输出的磁通方向电流校正值IdRef、以及永磁磁通估算单元47输出的永磁磁通估计值Φf_H作为其输入。它通过以下的运算输出磁通方向电流指令IdRef和转矩方向电流指令IqRef。公式21IdRef=(ωr0-ωr)×Φf_Hωr×Ld+ΔIdRef(ωr≥ωr0)]]>
IdRef＝-ΔIdRef (ωr＜ωr0)IqRef=TorqRefΦf_H+(Ld-Lq)×IdRef]]>其中，ωr0：恒定角频率
Ld：d轴电感，Lq：q轴电感这些参数均在电流指令值运算单元46内预先确定。
通过按这种方法运算，求得永磁磁通。通过用该值进行控制，即使永磁磁通因温度而变化，也可以使输出转矩跟随转矩指令。
以下参照图11描述本发明的第六个实际构成。
第六个实际构成是第五个实际构成的永磁磁通估算单元的另一种实际构成。
永磁磁通估算单元48将反相直流线路电压Vdc、反相直流输入电流Idc、转矩指令TorqRef以及电动机的角频率ωr作为其输入。它通过经以下的运算估计永磁磁通，输出永磁磁通估计值Φf_H。公式22Φf_H=G(s)×Idc-ωr×TorqRefVdc]]>其中，s：微分算子
G(s)：控制增益G(s)是在永磁磁通估算单元48中预先确定的。
通过按这种方法运算，求得永磁磁通。通过用该值进行控制，即使永磁磁通因温度而变化，也可以使输出转矩跟随转矩指令。
接下来参照图12至15描述本发明的第七个实际构造。
第七个实际构成的永磁同步电动机的控制系统包括电流控制单元50、反电动势估计运算单元51、电压合成器单元52、电压坐标变换单元53、三角波发生单元54、三角波移相单元55以及PWM电压运算单元56。
电流控制单元50将磁通方向电流指令IdRef、磁通方向电流实际值Id、转矩方向电流指令值IqRef和转矩电流实际值Iq作为其输入。它通过如下所示的比例加积分控制输出磁通方向PI控制电压指令VdPI和转矩方向PI控制电压指令VqPI。公式23VdPI=Gp×s+Gis×(IdRef-Id)]]>VqPI=Gp×s+Gis×(IqRef-Iq)]]>其中，s：微分算子
Gp：比例增益，Gi：积分增益Gp，Gi均在电流控制单元50内预先确定。
反向电动势估计运算单元51将电动机的角频率ωr作为其输入。它通过以下公式输出反向电动势估计值Vq_H。公式24
Vq_H＝Φf*ωr其中，Φf：永磁磁通Φf是在反向电动势估计运算单元51内预先确定的。
电压合成器单元52将电流控制单元50输出的磁通方向PI控制电压指令VdPI和转矩方向PI控制电压指令VqPI，反向电动势估计运算单元51输出的反向电动势估计值Vq_H，以及门起动信号Gst作为其输入。它通过以下的运算输出磁通方向电压指令VdRef和转矩方向电压指令VqRef。
门起动信号Gst按如下情况取在供电运行期间(当门开通指令时)：Gst＝1在惯性运行期间(当门关闭指令时)：Gst＝0公式25
当Gst＝1：VdRef＝VdPI，VqRef＝VqPI＋Vq_H
当Gst＝0：VdRef＝0，VqRef＝0
电压坐标变换单元53将电压合成器单元52输出的磁通方向电压指令VdRef和转矩方向电压指令VqRef，以及电动机磁通角θr作为其输入。它通过以下的运算输出三相电压指令VuRef、VvRef和VwRef。公式26VuRef=23×(VdRef×cosθr-VqRef×sinθr)]]>VvRef=23×(VdRef×cos(θr-2π3)-VqRef×sin(θr-2π3))]]>
VwRef＝-VuRef－VvRef
三角波发生单元54为NPC反相器输出两个正、负恒定频率三角波TRIp和TRIm，如以下公式所示。公式27
当0≤ωsw×t＜π：TRIp=Vdc2×(1-ωsw×tπ)]]>TRIm=-Vdc2×ωsw×tπ]]>
当π≤ωsw×t＜2π：TRIp=Vdc2×(ωsw×tπ-1)]]>TRIm=Vdc2×(ωsw×tπ-2)]]>Wsw是在三角波发生单元54内预先确定的。
三角波移相单元55将三角波发生单元54输出的正向三角波TRIp和负向三角波TRIm，以及门起动信号Gst作为其输入。根据门起动信号输入时三角波的状态，当门起动信号在正向三角波的峰值部分上升时，它通过在三角波的半个周期期间使其移相180度，输出负向三角波TRIm的相位，如图13(a)所示，并在其维持状态输出正向三角波TRIp。同样，当门起动信号Gst在正向三角波的谷值部分上升时，它通过在三角波的半个周期期间使其移相180度，输出正向三角波TRIp的相位，如图13(b)所示，并在其维持状态输出负向三角波TRIm。
PWM电压运算单元56将电压坐标变换单元53输出的三相电压指令VuRef、VvRef和VwRef，以及三角波移相单元55输出的正向三角波TRIp和负向三角波TRIm作为其输入。它输出三相PWM电压指令。公式28
U相：当VuRef＞TRIp：VuPWM＝Vdc/2
当VuRef＜TRIm：VuPWM＝-Vdc/2
V相：当VvRef＞TRIp：VvPWM＝Vdc/2
当VvRef＜TRIm：VvPWM＝-Vdc/2
W相：当VwRef＞TRIp：VwPWM＝Vdc/2
当VwRef＜TRIm：VwPWM＝-Vdc/2
然后，通过用上述PWM电压指令控制NPC反相器的输出电压，控制永磁同步电动机。
图14表示当一侧三角波未移相180度时的切换，同时，元件SU1在SX2之前开通。图15表示当一侧三角波移相180度时的切换。
采用由此组成的永磁同步电动机的控制系统，通过估算反向电动势，可以防止在从惯性运行转换至供电运行期间产生冲击电流。同时，门起动信号在从惯性运行转换至供电运行期间切换至开通。当门起动信号在正向三角波的峰值部分期间切换至开通时，负向三角波移相180度(为半个周期)输出。同样，当门起动信号在正向三角波的谷值部分切换至开通时，正向三角波通过使其移相180度(为半个周期)输出。由此，利用导通定时关系防止对开关元件的损害。
以下参照图16描述本发明的第八个实际构成。
第八个实际构成的永磁同步电动机的控制系统包括电流控制单元50、反电动势估计运算单元51、电压合成器单元52、电压坐标变换单元53、三角波发生单元54、三角波移相单元55、PWM电压运算单元56以及反电动势超量检测单元57。
本构造中，电流控制单元50、反电动势估计运算单元51、电压合成器单元52、电压坐标变换单元53、三角波发生单元54、三角波移相单元55和PWM电压运算单元56的工作原理与第七个实际构成相同。
反向电动势超量检测单元57将反相直流线路电压Vdc和反向电动势估计运算单元51输出的反向电动势估计值Vq_H作为其输入。当反向电动势估计值Vq_H超过反相输出允许的最大电压时，它输出门起动暂停指令Gstop。公式29
当Vq_H>6π×Vdc:Gstop=1]]>
当Vq_H≤6π×Vdc:Gstokp=0]]>
采用由此组成的永磁同步电动机的控制系统，通过估计反向电动势，可以防止在从惯性运行转换至供电运行期间产生冲击电流。同时，门起动信号在从惯性运行转换至供电运行期间切换至开通。当门起动信号在正向三角波的峰值部分期间切换至开通时，负向三角波移相180度(为半个周期)输出。同样，当门起动信号在正向三角波的谷值部分切换至开通时，正向三角波移相180度(为半个周期)输出。由此，利用接通定时关系防止对开关元件的损害。此外，当反向电动势超过反相输出允许的最大电压时，不可能进行供电运行的转换。
以下将参照图17和18描述本发明的第九个实际构成。
第九个实际构成与门控单元有关。作为一个例子对U相门控单元加以描述。
通过以下公式，从U相PWM电压指令VuPWM求得U相正向PWM电压指令Up和U相负向PWM电压指令Um。公式30
当VuPWM≥0：Up＝VuPWM，Um＝0
当VuPWM＜0：Up＝0，Um＝VuPWM
U相开关元件开/关指令U1、X1、X2和U2按以下方式，由U相正向PWM电压指令Up和U相负向PWM电压指令Um给出。公式31
当Up＝Vdc/2：U1＝1，X1＝0
当Up＝0：U1＝0，X1＝1
当Um＝-Vdc/2：U2＝1，X2＝0
当Um＝0：U2＝0，X2＝1
通过开/关指令U1与信号X2DL(使开/关指令X2通过一个接通时间延迟单元而得到)的逻辑乘，获得开关元件U1的开/关信号U1out。
如图18所示，采用接通时间延迟单元，当输入的信号从0变化为1时，把它延迟一个固定时间Tdon后输出一个上升信号。
同样，通过开/关指令X2与信号U1DL(使开/关指令U1通过一个关断时间延迟单元而得到)的逻辑乘，获得开关元件X2的开/关信号X2out。
如图18所示，采用关断时间延迟单元，当输入的信号从1变化为0时，把它延迟一个固定时间Tdoff后输出一个下降信号。
按同样方式，通过开/关指令X1与信号U2DL(使开/关指令U2通过一个关断时间延迟单元而得到)的逻辑乘，获得开关元件X1的开/关信号X1out。
同样，通过开/关指令U2与信号X1DL(使开/关指令X1通过一个接通时间延迟单元而得到)的逻辑乘，获得开关元件U2的开/关信号U2out。
通过用这种方式所得到的开/关信号U1out、X1out、X2out和U2out控制NPC反相器，可以防止在直接连接到NPC反相器的各开关元件之间，因门的接通延迟时间的随机性而对开关元件的损害。
采用本发明的永磁同步电动机的控制系统，如果电动机旋转频率超过一个规定值，使电压矢量大小为一个规定的电压矢量大小，并根据该数值求得调制系数。同时，根据来自极坐标变换单元的电压矢量大小和上述规定的电压矢量大小求得磁通方向电流校正值。即使电动机的端电压超过了电源变换系统的最大输出电压，只要用该数值校正磁通方向电流指令，就可以确保电流控制系统的稳定性。
而且，除以上所述以外，当采用本发明的永磁同步电动机的控制系统时，通过在变压控制与定压控制之间的转换期间逐渐改变加权，可以平稳地进行变压控制与定压控制之间的过渡。
而且，采用本发明的永磁同步电动机的控制系统，在电流指令值运算单元中，磁通方向电流指令和转矩方向电流指令是通过两种运算方法，即电动机旋转频率超过规定值和不超过规定值的两种情况来运算的。而且，在电动机的旋转频率超过规定值的情况下，即使电动机的端电压超过电源变换系统的最大输出电压，通过校正磁通方向电流指令就可以确保电流控制系统的稳定性。
再者，采用本发明的永磁同步电动机的控制系统，通过磁通方向电流指令的符号，可以判断直流线路电压已经变成大于直流电源这一事实。通过减小电压矢量大小指令值，使磁通方向电流几乎为零，可以防止无用电流沿磁通方向流动。
采用本发明的永磁同步电动机的控制系统，当永磁磁通改变时，通过运用反向电动势与之成比例改变的这一事实，可以估计永磁磁通。这样，即使永磁磁通因温度而变化，通过校正转矩方向电流指令可以使输出转矩跟随转矩指令。
此外，采用本发明的永磁同步电动机的控制系统，通过估计反向电动势，可以在从惯性运行过渡到供电运行期间防止产生冲击电流。同时，门起动信号在从惯性运行过渡到供电运行期间切换成开通。当门起动信号在正向三角波的峰值部分期间切换成开通时，负向三角波移相180度输出，其为半个周期。而且，当门起动信号在正向三角波的谷值部分期间切换成开通时，正向三角波移相180度输出，其为半个周期。采用此种方法，通过接通时间关系防止对开关元件的损害。