测量逆变器中相电流的方法 本发明涉及测量逆变器中相电流的方法，在该逆变器中可控半导体开关将来自中间电路的直流通过脉宽调制逆变成三相交流电压，其中当有效开关状态形成中间电路电流和相电流的确定关系时，通过测量中间电路电流来测量相电流。
在现有技术中由EP0502226A1公知了其测量原理。该文献描述了一种检测电路，当中间电路电流和相电流之间的所述确定关系存在时，它通过检测相电压来选择时间周期。检测电路利用三个通道控制跟踪及保持电路类型的一个积分电路，这三个通道交替地与中间电路电流的传感器相连接。当一个电位施加在逆变器输出上、即施加了不等于零的一个电压时，通道中的一个通道受到控制以便将各相电流在中间电路电流中的成分积分成中间电路电流。所产生的信号代表与之连接的一个三相交流电机的有效电流。另外二个通道受到控制、以使得积分信号周期性地跟随各自的相电流，这些信号与开关状态的数据组合成各个重组建的三相电流。
该公知的电路及实现它的测量方法涉及非常广泛的模拟信号处理。由于所应用地积分原理，该电路具有低的截止频率上限，因此它将难以适用于高动态特性如伺服控制应用的逆变器。
考虑到与此相关的问题，因此本发明之目的在于提供一种逆变器中相电流的测量方法，它能具有高的截止频率上限，且能用比以往公知电路更小的电路复杂性来实现。
根据本发明，该目的之实现在于通过：在一个调制周期中同一有效开关状态的两个分开的设定时间中测量中间电路电流的值，并建立该测量值的结果平均值。
该测量方法极其适用于时间对称性，后者通常是通过半导体开关的控制来实现的，现在将很概要地加以解释。在标准三相逆变桥的八种可能的开关状态的通常矢量考虑中，被分为两个在相导体上不施加电压的零矢量及六个在相导体上施加电压的有效矢量。通过这些有效矢量中两个的脉宽调制叠加则可实现相导体上任意电压的施加。
该调制通常是作为双边调制来实现的，其中在一个调制周期中，例如从一个零矢量跳变到第一有效矢量，然后跳变到第二有效矢量，再然后到第二零矢量，而后又经第二有效矢量及第一有效矢量回到第一零矢量。该程序总是以这样的方式进行，即各个矢量或开关状态之间的过渡仅需要单个开关的开通或关闭，由此该程序使开关损耗减至最小。
由此可见，在每个调制周期中第一有效矢量或开关状态出现二次。在每个调制周期中第二有效开关状态也出现二次。因此，有效开关状态在时间上相对调制周期的中心呈现镜面对称分布。
第一有效开关状态能使通过测量中间电路电流来测量第一相电流，及第二有效开关状态能使通过测量中间电路电流来测量第二相电流。
现在，如果我们考虑第一相电流，根据本发明，这就是在每个调制周期中测量两次，并建立两次测量值的(第一)结果平均值。由于时间对称性，该结果平均值可与调制周期中心有关。在同一调制周期中，第二相电流可用本发明解释的方式类似地被测量，由此建立(第二)结果平均值，它也类似地与调制周期中心有关。因为两次电流测量可与同一时间有关，及相电流之和在任何时间上等于零，便可立即计算出第三相电流。
因此，根据本发明的方法能够正确及完整地测量每个调制周期中逆变器的相电流，这方法提供了设计非常简单且快速控制和调节系统的基础。在电流矢量(输出电流或相电流)的三个测量分量之间不产生相位误差(时间偏移)，或在相对所施加的电压矢量的电流矢量位置的测量上不发生相位误差(时间偏移)。而这种时间偏移或相位误差在测量中间电路电流的测量方法中是常见的，因为各个电流是连续测量的。
在一个优选实施例中，中间电路电流及由此相电流在同一有效开关状态的每个单独设定时间中被测量多次，及这些测量值对于每个设定时间被分别地平均，以便产生各个平均值，此后将结果平均值确定为各个平均值的平均值。这就增加了该方法抗相电流中噪声成分的抗干扰度。
但是，本发明的应用性并不限制在所描述的开关程序上，由下列各实施的说明，这将会显现出来，其说明将参照下列附图：
图1是实现根据本发明方法的逆变器的电路框图；
图2是可能的逆变器开关状态，结果电压矢量，中间电路中电流及施加于相导体电压的一个表；
图3表示一个三相交流电机中电压矢量的空间关系；
图4是开关程序及结果电压矢量表，这些矢量在脉宽调制时通过，以便施加具有可变交流方向及幅值的电压矢量；
图5是另一可能调制策略的表，其中每个调制周期中的相位与偏移/开关保持无关；
图6表示相耦合序列及结果相电流，其中的两个相电流可在图3所示的电压矢量S6的两个调制周期上在中间电路中被测量。
图1中所示的逆变器1由非可控整流器2和中间电路电容器3，及逆变桥5组成，电容器3提供中间电路4的直流。逆变桥由可控半导体开关T1、T2、T3、T4、T5及T6组成，它们通过脉宽调制将中间电路的直流电压变换成输出导体或相导体U、V及W上的三相交流电压。在所示实施例中，半导体开关是IGBT型(绝缘栅双极性晶体三极管)的晶体管。如通常那样，续流二极管与晶体管反极性地并联。逆变器的三相输出电压U、V、W向三相异步电动机，三相电压源网络或类似形式的负载供电。
逆变桥受控制电路7的控制，后者包括脉宽调制器PWM及控制晶体管的驱动电路。为了操作逆变器，设置了用户接口8，它向调节及控制单元9发送信号。
单元9起了调节器的作用，它通过频率fc监控逆变器的操作功能，它发送任何转换成脉宽调制器的调制频率fm的校正信号并将其传送给控制电路7中的脉宽调制器。
供电的相电压U、V及W引起相电流iu，iv及iw，它们通过逆变桥转换成中间电路中的结果电流id。中间电路设有电流传感器10，用于检测中间电路电流id，检测的信号被传送到模数转换器11，该信号受到脉宽调制器7的控制。数字化中间电路电流信号被传送到处理单元12，该单元基于测量的中间电路电流id及来自脉宽调制器7的开关状态数据以电流矢量i的形式计算三相电流iu，iv及iw，它们成为适用于调节单元9。
正如众所周知的，可以利用这种图示类型的逆变桥实现8个不同的开关状态或相导体U，V及W上的电压施加。这些开关状态以表的形式表示在图2中，它们必须与图3一起观察。后者的右侧表示一个星形连接的异步电动机中绕组空间位置的原理图。在其左侧，可由开关状态产生的电动机供电电压以矢量U1-U6的矢量图形式表示。例如其中晶体管T1导通而晶体管T2和T3关断的开关状态100给出在相导体U上施加电压，由此结果电压矢量U1指向由相绕组U位置确定的方向。对此必须指出，观察三个晶体管T1，T2及T3就足够了，因为另外三个晶体管T4，T5及T6相对T1，T2及T3成互补地控制。
如果，例如我们观察图3中的电压矢量U4，它由相导体U及W上的供电电压产生。该结果电压矢量U4指向U绕组位置的反向。
现在可以按照如图3中所示的电压矢量U来实现异步电动机各个三相导体U，V及W上任意的电压施加。为了实现这种电压施加，将进行脉宽调制，这就是，在一个给定时间周期中施加矢量U1，而在另一时间周期中施加矢量U2，这里周期的相对持续时间表示为结果电压矢量的角度，而该周期的绝对持续时间确定了电压矢量的绝对值，即产生的幅度。脉宽调制是以这样的方式作出的，即结果电压矢量U以与时间相关的角度θ＝wt旋转，这将确定在相导体U，V及W上产生的三相交流电压的频率。三相电压的施加产生出电流矢量i，它通常相对于电压矢量相位移动角度4，并且它以相同的频率旋转。
因此，该逆变器能向三相交流电机提供具有可调整幅值及频率的三相交流电流，由此控制它的旋转速度及转矩。
如所述的，脉宽调制是通过相应逆变桥中的开关状态周期地施加电压基本矢量U1-U6来实现的。图4中表示出一个通常使用的调制方案。正如从该表中看到的，矢量是以图3所示的扇区S1的形式按开关顺序U0，U1，U2，U7，U2，U1，U0来实现的。矢量U0相应于三个所观察的晶体管被关断。在此情况下，交流电机与中间电路切断。下一开关状态是U1，这时晶体管T1与T5及T6一起导通而T2及T3被关断。在此开关状态时，相导体U的电压不等于零，中间电路中的电流id等于iu，参照图1中电路图及图2中的表。在开关状态U2时，T1及T2被导通，由此使相U和V上的电压变为不等于零，及中间电路中的电流id等于相电流-iw。也可从图1中电路图及图2中的表看出。开关顺序的下个步骤是所有三个晶体管U7导通，这也使交流电机与中间电路切断。此后，经过相同的有效开关状态，这时电压以逆转顺序施加在相导体上，该开关顺序以矢量U0为结束，这时交流电机再次与中间电路切断。
以相同方式利用图4中所示的开关顺序可实现另外电压扇区S2-S6任一个中的任意电压矢量，并产生出如该表中所示的中间电路的电流。
根据图4的开关顺序具有的效果是，在每个开关顺序中每个晶体管T1-T3开及关一次，及从一个状态到下一状态的晶体管仅需要一次晶体管状态的改变。另一种也是通常使用的调制方案表示在图5上。这里没有零矢量U7插在有效矢量U2，U3或U6之间，及通过比较图2中的表所示的开关状态，可以看出，在整个顺序组期间每个开关顺序是以无电压相结束的。该顺序导致开关中损耗的减少，因为开关晶体管开关次数少，但引起低的有效调制频率及由此引起大的电动机损耗。因此在这两种调制方案中作选择是一个定参数的问题。
正如从到目前为止的解释中所看到的，所有图示开关顺序中的中间电路电流是确定地与刚施加的电压矢量相联系的。每个开关顺序能使测量中间电路中两个相电流成为可能，及每个相电流在每个开关顺序中可被测量两次。这种情况是被根据本发明的测量方法所开发的，正如现在将要结合图6的波形所解释的。
图6由两组波形图组成。在其上部表示相导体上施加的电压，及在其下部表示作为时间函数的结果相电流。两组波形表示出两个调制周期，也就是两个周期的时间，它们基本上短于相导体U，V及W上产生的三相交流电流的基波周期。该波形图表示落在图3中扇区S6中的结果电压矢量的产生。所实现的开关顺序位于图4的表中最后一行。图6中电流波形图上的虚线表示各个相电流的过程，而实线表示在中间电路中发生的电流。
如图6中所示，调制周期开始于零矢量或开关状态U0的施加。然后施加U2，由此使中间电路中的电流变成id＝iu，及在随后施加开关状态U2时，中间电路电流id＝相电流-i。在调制顺序的中间施加零矢量U7。其中，中间电路电流等于0，此后，以与结果中间电路电流-iv及iu相反的顺序施加U2和U1。调制周期以0矢量U0的施加为结束。
在调制顺序的过程中，两次测量是由相电流iu组成的，两次测量是由相电流-iv组成的，每次在具有相关开关状态的时间间隔的中间。如从图6中看到的，调制波形的对称性能使由这些测量产生的平均值对与调制周期的中心相关。平均值的产生发生在处理器12(图1)中，它被提供来自脉宽调制器7的与时间相关的信息。在中间电路电流中无镜象的第三相电流iw可从产生的平均值来产生的，因为三相电流的和等于0。
一个进行测量的替代方法表示在图6的右一半中。这里在相对单个电压矢量接通的中心对称的时间上对每个电压矢量测量两次。从对于每个电压矢量的两次测量值来产生平均值，及最后由相连接的电压矢量产生结果平均值。与在图6的左半部分中的程序相似，其结果是与调制周期中心可相关的电流测量。最后所述的程序如果以模拟量开关技术设计时需要更复杂的电路，或如果以数字开关技术实现时需要更大/更快的计算功率，但是它比首先描述的程序具有更好的噪声抑制。
根据所使用的开关技术，控制电路7，8，9及12可使用微处理机控制电路或其中信号功能单元不是实际分隔开的专门集成电路的应用。通过选择混合模拟/数字电路技术也可使模/数转换器集成在单个集成电路中。