检测过充电和过放电的电路 本发明涉及一种能控制二次电池的充放电的电路，及用该电路的充电电源。
如图2的电路框图所示的检测过充电和过放电的电路已广为人知。具体地，二次电池201与202串联。分压电阻203、204和205、206分别与二次电池连接，以产生电池电压的分电压。参考电压电路207和208产生某一电压。电压比较电路209和210比较分压电路输出与参考电压电路输出的大小，并变换它们的输出信号。电压比较电路的输出信号被控制电路211变成控制电池的过充电和过放电的信号。应注意的是，对于每个二次电池过充电/过放电检测电路数量没有限制。
例如，检测过充电期间，调节分压电阻203和204的比值及分压电阻205和206的比值，以使检测地电压表示二次电池的过充电。在二次电池201达到其过充电电压时，电压比较电路209的输出从低态变到高态。在二次电池202达到其过放电电压时，电压比较电路210的输出从低电平变到高电平。控空制电路211对电压比较电路209和210的输出进行逻辑运算，并产生控制信号，以保护二次电池201和202。
电阻212、213和214的作用是保护二次电池的过充电/过放电检测电路。
在现有技术的过充电/过放电检测电路中，二次电池201或202给出被检测的电压。在电压比较电路209或210的输出信号变换时，串联的P沟道MOSFET 221或223和N沟道MOSFET222或224瞬间导通。这些MOSFET包含在控制电路211的逻辑电路中，例如，作为反相器。结果，电流ic穿过反相器。因为二次电池以很低的速率变化，反相器的P和N沟道MOSFET处于导通状态的时间延长，所以电流容易流动。根据MOSFET的驱动能力，可以流过几毫安的很大电流。这种穿透(penetrating)电流流过几百欧姆的保护电阻212和214。这些保护电阻皆置于二次电池201和202与过充电/过放电检测电路之间。所得到的电压会改变检测电压或使过充电/过放电检测电路出错。
为了解决上述问题，本发明改变了比较器的构成，但不增加由过充电/过放电检测电路消耗的电流，所以可改变工作点，以获得足够的增益。以这种方式，流过控制电路的电流被控制。
具体地，根据本发明的过充电/过放电检测电路包括：串联的两个二次电池，用于产生电池电压；分别与二次电池相连的分压电路，用于产生电池电压的分量(电池电压的分电压)；参考电压电路，用于产生恒定电压；电压比较电路，用于比较所述分压电路输出与所述参考电压电路输出的大小，并变换它们的输出信号，控制电路，用于产生信号，以控制所述二次电池的充电或放电。其中二次电池的正电压端和负电压输出型参考电压的最高端及电压比较电路的电压是共同的，所述电压比较电路是N沟道MOS输入型差分比较器。其中二次电池的负电压端和正电压输出型参考电压的最低端及电压比较电路的电压是共同的，所述电压比较电路是P沟道MOS输入型差分比较器。
上述分压电路、参考电压电路及电压比较电路皆成对地设置，分别用于检测过充电和检测过放电。从而构成了检测过充电和过放电的电路。
根据本发明的充电电源包括上述构成的过充电/过放电检测电路、二次电池和充电器。
图1是使用根据本发明的过充电/过放电检测电路的电源的电路框图；及
图2是使用现有技术的过充电/过放电检测电路的电源的电路框图。
下面将结合附图说明本发明的实施例。
图1是使用根据本发明的过充电/过放电检测电路的充电电源的电路框图。下面说明该检测电路的结构。
二次电池101与102串联。电池101的正极侧通过保护电阻112与VDD端相连。电池101和102的结点又通过保护电阻113与VC端相连。电池102的负极侧通过保护电阻114与VSS端相连。产生给定电压的参考电压源107接在VDD端和VSS端之间，以使VDD端用作公共端。另外，产生一定电压的参考电压源108接在VDD端和VSS端之间，以使VSS端作为公共端。以VDD为它们的公共端的分压电阻103和104接在VDD端和VC端之间，以使电池电压分压。另外，以VSS端作它们的公共端的分压电阻105和106接在VC端和VSS端之间，以使电池电压分压。
该电路包括电压比较电路109和110。一个分压电路的输出加给电阻103和104的结点及电压比较电路109，比较电路109还接收参考压路源107的输出，比较该输出与VDD端的电压，并产生输出信号。其它分压电路的输出出现在电阻105和106的结点，并被加到电压比较电路110。该电压比较电路110比较该输入信号与参考电压源108的输出，并产生输出信号。
电压比较电路109和110的输出信号被控制电路111变成控制电池充放电的信号。应注意的是，对于每个二次电池的过充电/过放电检测电路的数量没有限制。
以检测过充电为例，下面说明该新颖的过充电/过放电电路的工作情况。
分压电阻103与104之间的比值和分压电阻105与106的比值设定成能在二次电池101和102上观察到最大电压但不过充电。
当两个二次电池101和102上的电压指示为它们未过充电时，电阻103和104结点处的电压绝对值小于参考电压源107的电压绝对值，103和104结点处电压即二次电池101的部分电压或分压。此时，VDD端为公共端。电压比较电路109的输出为低电平。关于二次电池102，电阻105和106结点处的电压绝对值小于参考电压源108的输出绝对值，105和106结点处电压即电池电压的部分电压或分压。此时，VSS端为公共端。因而，电压比较电路110的输出也为低电平。
然后，连接充电器，以使串联的两个二次电池101和102上的电压逐渐增加。在任何一个二次电池达到其过充电电压时，任一个电池分压的绝对值(电阻103和104结点处或电阻105和106结点处)大于参考电压源(107或108)的电压绝对值。任何一个电压比较器(109或110)的输出从低态变到高态。该信号被控制电路111转变成控制电池充电的信号。以此控制充电。
下面说明由根据本发明的过充电/过放电检测电路解决的问题。
每当电压比较电路109或110的输出从低态变到高态时，电路就通过一中间电位。这就减小了用于控制电路111的CMOS逻辑器件中的穿透电流。该穿透电流流过保护电阻112和114，产生一个压降(穿透电流保护电阻)。端VDD和VC间或端VC和VSS间的电压变得小于二次电池101或102的实际电压。因而，检测电压升高或过充电/过放电检测电路振荡。即，过充电/放电电路工作有误。
二次电池101和102充电期间，电压缓慢升高。因此，如果电压比较电路的输出假定为中间电位时二次电池的电压范围很宽，则穿透电流流动的时间延长。结果，过充电/过放电检测电路容易工作有误。以VDD为端VDD和VSS间的电压。以VDET为所检测的二次电池的电压。以Vref为参考电压源输出电压的绝对值。以G为电压比较电路关于输入和输出电压的增益。则电压比较电路的电压假定为中间电位时二次电池的电压范围Vin由等式(1)给出。
ΔVin＝(VDD/G)×(VDET/Vref) (1)
因此，二次电池的电压范围ΔVin可以通过增大电压比较电路关于输入和输出电压的增益而变窄。
根据本发明的过充电/过放电检测电路增大了输入和输出电压增益，但不增加电压比较电路装置的面积或功耗。因此，电压比较电路可以有如下构成。
首先，电池101侧的电压比较电路109由差分比较器构成，该比较的输入级由N沟道MOS器件构成。如图1所示，该电路包括P沟道MOS晶体管121、122、126，N沟道MOS晶体管123、124，和恒流源125、127。电池102侧的电压比较电路110为差分比较器，该比较器的输入级由P沟道MOS器件构成，如图1所示，该电路含P沟道MOS晶体管131、132，N沟道MOS晶体管133、134、136，及恒流源135、137。
众所周知，如果工作在很接近其同相输入极限，则差分比较器一般不能提供增益。在二次电池101一侧，因为VDD端为公共端，所以电压比较电路的输入电压高。在二次电池102一侧，因为VSS为公共端，所以电压比较电路的输入电压低。因此，包括二次电池101的构成使用了其输入级由N沟道MOS器件构成的差分比较器。众所周知，采用这种差分比较器可以增大同相输入范围。包括二次电池102的构成使用了其输入级由P沟道MOS器件构成的差分比较器。大家知道，采用这种比较器可以减小同相输入范围。
如以下的进一步说明，在根据本发明的过充电/放电检测电路中，利用负电压输出型的参考电压源，该电压源用二次电池的正电压端作公共端，电压比较电路是其输入级由N沟道MOS器件构成的差分比较器。使用了正电压输出型的参考电压源，该电压源用二次电池的负电压端作公共端，电压比较电路是其输入级由P沟道MOS器件构成的差分比较器。这样，可以防止工作接近同相输入范围，并获得最佳增益。因此，可以抑制流过控制电路111的CMOS逻辑器件中的穿透电流。
在本发明的图示实施例中，示出了检测过充电的实例。显然，可以用同样的构思和构成检测过放电。本发明可以应用于通过成对地设置上述分压电路、参考电压电路及电压比较电路检测过充电和过放电的电路。
自然，利用根据本发明的过充电/过放电检测电路、二次电池及充电器，可以提供可靠无故障的电源。
由于上述进一步说明的构成，在根据本发明的过充电/过放电检测电路中，如果保护电阻插在电池和充电/过放电检测电路之间，则不产生负效果。即指示过充电和过放电的电压不会改变。另外，可以防止过充电/过电检测电路工作错误。所以能够精确地检测过充电和过放电。