脉宽调制控制变换器的控制装置 本发明涉及将交流电源电压变换为直流电压的PWM控制变换器的控制装置。
近年，机器内部使用直流的装置不断增加，通过交流电源得到直流电压，从而使用直流电压，但是从交流电源得到直流电压时，产生了无功功率及高次谐波等问题。为了解决这些问题，将交流电源电压变换为直流的装置采用了PWM控制变换器的方案。
第28图所示为以往PWM控制变换器的控制装置方框图，与平成3年电气学会全国大会讲演论文集5-80页所示的“不需要隔离变压器的三相逆变器控制法”或特开平3-212162号公报所示的“PWM控制变换器的控制装置”等相同。
图中，1为三相电流电源，2为对三相交流电源1供给的交流输入电流进行控制、并变换成直流电压输出的PWM控制变换器，由201～206晶体管或IGBT(绝缘栅双极型晶体管)等开关器件及207～212续流二极管构成。3为连接在三相交流电源1及PWM控制变换器2之间的电抗器，4为吸收PWM控制变换器2输出电流脉动分量的滤波电容器，5为逆变器或电阻性负载等负荷装置，6为产生PWM控制变换器2输出直流电压的电压设定信号的电压设定器，7b为检测PWM控制变换器2输出直流电压的电压检测电路，包含调节电压检测电路本身的失调及增益的电位器等。
8为将电压设定器6设定并输出的电压设定信号与电压检测电路7b检测并输出的电压检测信号之偏差输出的减法器，9d为由比例控制运算要素及比例积分运算要素构成地、对减法器8输出的电压设定信号与电压检测信号之偏差进行比例积分(PI)控制的电压控制器，10为检测三相交流电源1交流电压的交流电压检测器，11为根据交流电压检测器10检测的交流电压检测信号生成与R相电压及T相电压同步的R相及T相单位正弦波的单位正弦波发生器，12及13为将电压控制器9d输出的输入电流波峰值指令信号与单位正弦波发生器11输出的R相及T相的单位正弦波信号进行乘法运算后输出R相及T相输入电流指令信号的乘法器。
14及15为检测PWM控制变换器2的R相及T相输入电流的电流检测器，16及17为将乘法器12及13输出的R相及T相输入电流指令信号与电流检测器14及15检测输出的R相及T相输入电流检测信号之偏差输出的减法器，18b及19b为由比例控制运算要素及比例积分运算要素构成的、对减法器16及17输出的R相及T相输入电流指令信号与输入电流检测信号之偏差进行比例积分(PI)控制后输出R相控制信号及T相控制信号的R相及T相电流控制器，20为进行零减去R相及T相电流控制器18b及19b输出的R相控制信号及T相控制信号的减法运算后作为S相控制信号输出的减法器，21为输出三角波载波的载波振荡器，22、23及24为将R相、S相及T相控制信号与载波进行大小比较后输出脉宽调制信号的比较器，25为根据这些R相、S相及T相的脉宽调制信号、输出对PWM控制变换器2的开关器件201～206进行通断控制的信号的栅极电路。
下面就该以往装置的动作加以说明。首先，将通过电压检测电路7b检测的直流电压检测值VDC^与电压设定器6设定的电压设定信号VDC*输入减法器8，求得偏差eV＝VDC*-VDC^。该偏差eV输入电压控制器9d，进行比例积分控制，然后将输入电流波峰值指令信号IPEAK*输出。该波峰值指令信号IPEAK*输入乘法器12及13，与另一输入、即单位正弦波发生器11产生的R相及T相单元正弦波信号互相相乘。R相及T相单位正弦波信号是与三相交流电源1的R相及T相电压同步的交流基准信号，是将交流电压检测器10检测的三相交流电源1的交流电压作为输入构成单位正弦波发生器11的电流基准信号发生器的输出信号。由乘法器12及13输出R相输入电流指令信号iR*及T相输入电流指令信号iT*。
将乘法器12输出信号的R相输入电流指令信号iR*及电流检测器14输出信号的R相输入电流检测信号iR输入减法器16，计算偏差eiR＝iR*-iR并输出。同样，将乘法器13输出信号的T相输入电流指令信号iT*及电流检测器15输出信号的T相输入电流检测信号iT输入减法器17，将偏差eiT＝iT*-iT输出。该电流偏差eiR及eiT分别输入R相电流控制器18b及T相电流控制器19d，分别进行比例积分控制后输出R相及T相控制信号SR*及ST*。
这里，S相控制信号SS*是利用减法器20进行零减去R相控制信号SR*及T相控制信号ST*的减法运算而得到。R相电流控制器18b、减法器20及T相电流控制器19b的输出信号即R相、S相及T相控制信号SR*、SS*及ST*，分别利用比较器22、23及24与载载波发生器21输出的三角波形载波信号进行大小比较，形成脉宽调制信号输出。该脉度调制信号输入栅极电路25，栅极电路25对PWM控制变换器2输出控制信号，对PWM控制变换器2的开关器件201～206进行通断控制，使PWM控制变换器2的直流电压检测值VDC^与设定信号VDC*相等，还使R相、S相及T相输入电流iR、iS*及iT*与是正弦波信号的相应的指令信号iR*、iS*及iT*相等。
在这样构成的PWM控制变换器的控制装置中，如上所述，乘法器12及13输出的R相及T相输入电流指令信iR*及iT*为指令信号，电流检测器14及15输入的R相及T相输入电流检测信号iR及iT为负反馈信号，R相电流控制器18b及T相电流控制器19b构成电流控制小闭环。该R相电流控制器18b及T相电流控制器19b有利用微处理器等通过数字控制来实现的方法，也有利用运算放大器等通过模拟控制来实现的方法，在用数字控制实现时，存在由于取样延迟而造成的滞后时间，与用模拟控制实现时相比，不能设计快速响应的控制系统。其结果产生了一系列问题，包括PWM控制变换器2开关器件201～206的通断延迟、接通电压产生的电压指令值VDC*与实际电压的误差、由于三相交流电源1交流输入电压的失真等造成交流输入电流波形为非正弦波，产生波形失真、产生由该失真引起的高次谐波等。
因此，为了使输入电流波形较好地接近正弦波，采用无取样延迟、能使电流控制系统有快速响应的模拟控制方式较好。电压控制器9d也同样，为了能控制PWM控制变换器2的直流侧电压较好地跟踪设定值，作为能得到快速响应的控制器，也希望采用无取样延迟、能使电压控制系统有快速响应的模拟控制方式。
图29所示为R相或T相电流控制器的详细电路构成图。在该电路图中给出了采用运算放大器进行模拟控制情况下，比例积分控制器的R相电流控制器18b的详细构成。
在图29中，101～103为固定电阻器，104为电容器，105为运算放大器，106及107为驱动运算放大器105的控制电源正电压及负电压输入端，108为输入端，109为输出端。在这样构成的R相电流控制器18b中，当输入端108的输入信号连续一定时间以上为正极性或负极性时，相当于比例积分动作的积分项的电容器104电压向正方向或负方向持续增加，至少不会在正负电压输入端106及107输入的控制电源正电压以下或负电压以上，被制制在某一定的数值，呈输出饱和状态。另外，当输入端108的输入信号较大时，经运算放大器105放大的输出信号，也至少不会在正负电压输入端106及107输入的控制电源正电压以下或负电压以上，被限制在某一定的数值，呈输出饱和状态。
T相电流控制器19b的构成也相同，完成同样的动作。该电路构成为用运算放大器实现比例积分动作的一般采用的基本电路。
图30为检测直流电压VDC的电压检测电路7b的具体电路图举例。在图30中，701为与滤波电容器4正电位相连的输入端，702及703为直流电压VDC分压用的固定电阻器，固定电阻器703与滤波电容器4的负电位相连。704为隔离放大器，705及706为固定电阻器，707为运算放大器，708及709为调整电压检测值的失调及增益的电位器，710为输出端，输出直流电压的检测值VDC^。该电路构成为用运算放大器调节失调及增益的一般采用的基本电路，具有调整失调及增益的电位器。
以往的PWM控制变换器的控制装置，由于其构成如上所述，因此特别是在三相交流电源1已经向负荷装置5供电的状态下起动时，会引起过电流等问题。
也就是说，在PWM控制变换器2的开关器件201～206处于断开状态、即PWM控制变换器2控制开始前栅极电路25处于切断状态下，当三相交流电源1已经向负荷5供电时，供给负荷装置5的功率是通过电抗器3及PWM控制变换器的续流二极管207～212供给的。这时R相、S相及T相的输入电流波形如图31所示。
这种情况下，由于图31的电流流过电抗器3而产生电压降，PWM控制变换器2的输入电压比三相交流电源1的电压要低，其结果使PWM控制变换器2直流侧电压、即滤波电容器4的电压VDC下降。
当处于这种状态下开始控制时，R相电流控制器18b及T相电流控制器19b将动作，以补偿电压VDC的下降，R相电流控制器18b及T相电流控制器19b输出的R相及T相控制信号SR*及ST*将几乎与电压VDC成反比增加。但是在以往的PWM控制变换器控制装置中，R相及T相控制信号SR*及ST*是利用进行比例积分动作的电流控制器18b及19b运算而得，S相的控制信号SS*是根据SR*+SS*+ST*＝0的关系式而改写的SS*＝(-SR*-ST*)求得。因此，当由于要补偿电压VDC的下降而动作，使R相及T相的控制信号SR*及ST*向正方向或负方向增大而饱和、固定在一定数值时，S相的控制信号SS*也固定在一定数值，三相都处于不能控制的状态。特别是发生上述图31的电流流过而起动时，R相电流控制器18b及T相电流控制器19b输入的电流偏差在一定时间内为正极性或负极性，因此构成要素即积分项数值变大，很多情况下R相电流控制器18b及T相电流控制器19b的输出处于饱和状态，其结果三相都处于不能控制状态，引起过大的电流流过，使对开关器件201～206起到保护功能的一般电路中设置的过电流保护机构跳闸。
即使在通常的运行状态下，当负荷装置5的电功率急剧变化而导致VDC降低时，也与上述起动时相同，R相电流控制器18b及T相电流控制器19b的输出处于饱和状态，其结果也包含S相在内的三相都处于不能控制的状态，引起过大的电流流过，导致跳闸等。
另外，即使当电压VDC按其设定值那样进行控制时，然而在由于电流指令突变等导致R相电流控制器18b及T相电流控制器19b的输入、即R相及T相的电流偏差eiR及eiT变大的情况下，R相电流控制器18b及T相电流控制器19b的构成要素，即比例项数值变大，R相电流控制器18b及T相电流控制器19b的输出处于饱和状态，其结果也包含S相在内的三相都处于不能控制状态，引起过大的电流流过，导致跳闸等。
再有，以往的PWM控制变换器控制装置，从高精度控制PWM控制变换器2输出侧的直流电压的必要性出发，对于电压控制器9d广泛采用了利用运算放大器等的模块控制方式。电压控制器9d的输入是电压设定器6设定的电压设定信号VDC*与电压检测电路7b检测的直流电压VDC^之偏差eV＝VDC*-VDC^，再经比例积分控制后将输入电流波峰值指令信号IPEAK*输出。因此，电压检测电路7b在内部必须有补偿及调节电压检测电路本身的失调误差及增益误差的手段，必须设置电位器等进行预先调整。该电位器等的调整很难自动化，出现制造及调整时的烦杂作业等问题。
进而，以往的PWM控制变换器控制装置，由于上述的构成，尤其当瞬时停电造成三相交流电源1的电压下降或短时间切断情况下，在电压恢复时出现引起过电流等问题。
下面就该问题加以说明。
第32图所示为R相电源电压eR、PWM控制变换器2的R相输入电压VR、R相输入电流指令信号iR*及R相输入电流检测信号iR的波形。另外，S相及T相的波形也完全相同，这里仅就R相加以说明，R相电源电压eR、PWM控制变换器2的R相输出电压VR及R相输入电流检测信号iR之间有下式的关系成立：eR=LdiRdt+VR]]>
式中，L为电抗器3的电感值。另外，电抗器3的电阻值由于通常与其他相比非常小而可以忽略，所以这里不考虑。这里，在通常的PWM控制变换装置中，与电源电压eR相比，电抗器3的电压降约为百分之几～百分之十几左右，电源电压eR及PWM控制变换器2的输入电压VR基本同相位。
也就是说，在通常的动作状态下，电流控制器18b动作，输出R相的控制信号SR*，使得R相输入电流检测信号iR跟踪R相输入电流指令信号iR*。电流控制器18b对R相输入电流指令信号iR*与R相输入电流检测信号iR之偏差进行比例积分控制，当R相输入电流指令信号iR*大于R相输入电流检测信号iR时，即使得电流向正方向增加时，比例增益及积分增益要设定为负，使R相控制信号SR*减少。而R相控制信号SR*，是与载波发生器21输出的三角波载波信号进行大小比较、形成脉宽调制信号后输出，反映了PWM控制变换器2的R相输入电压VR。
这里，当瞬时停电而造成三相交流电源1切断时，没有输入电流流过，因此R相输入电流指令信号iR*与R相输入电流检测信号iR这间产生偏差，如图33所示，产生与R相电流指令信号iR*反方向的R相控制信号SR*。通常，控制R相输入电流指令信号iR*与R相电源电压eR基本同相位，而当发生瞬时停电时，结果造成与R相电源电压eR反极性的电压作为PWM控制变换器2的R相输入电压VR输出。特别是当电流控制器18b是利用模拟控制构成、设计的控制系统响应很快时，电流控制器18b的积分要素的值在短时间内向反极性不断地增加上去。
而且，R相输入电流指令信号iR*将单位正弦波发生器11的输出作为基准相位，而单位正弦波发生器11通常由具有一定的时间常数的电路等构成，即使三相交流电源1短时间切断，也仍然保持着电源电压的相位。
因此，当电压恢复时，即重新接通电源时，R相电源电压eR与PWM控制变换器2的R相输入电压VR的差变大，由于该电压差加在电抗器3的两端，因此R相输入电流检测信号iR产生电流突然增加。这样常常使得对开关器件201～206起保护作用的一般在电路中安装的过电流保护机构跳闸。
另外，当向负荷装置5输出较大功率等、输入电流指令信号较大时，由于R相及T相电流控制器18b和19b的输入、即电流偏差eiR及eiT产生较大数值，因此电流控制器构成要素的积分项的数值更大，与对应相的电源电压之差更加扩大，电压恢复时的电流突跳增加，引起过电流保护机构频繁跳闸。
以上就R相作了说明，但对其他相中也一样。
上述交流电源1长时间切断时，很容易检测出交流电源1切断。但是，当上述那样瞬时停电等短时间切断时，特别是电源频率的1/2周期程度的短时间切断或电压下降的检测则比较困难，以往对于由瞬时停电等造成交流电源1的电压下降或短时间切断状态恢复时所发生的电流突跳或过电流是不可能加以抑制的。
本发明是为解决上述问题而提出的，其目的在于提供一种PWM控制变换器的控制装置，该装置能在起动时或负荷功率突变时PWM控制变换器输出侧的直流电压下降的情况下，或者电流指令值急剧变化、与实际电流的偏差变大的情况下，能很好地控制输入电流。
另外，其目的还在于提供不需要补偿电压检测电路的失调误差及增益误差的电位器等、能提高制造及调整时的操作性能、容易实现自动化的PWM控制变换器的控制装置。
另外，其目的还在于提供在瞬时停电等造成交流电源电压下降或短时间切断情况下、在恢复时不引起过电流等、能很好地控制输入电流的PWM控制变换器的控制装置。
另外，其目的还在于提供在输入电流指令较大情况下、即使当交流电源电压下降或短时间的切断等很容易引起过电流保护跳闸时、在恢复时也不引起过电流等、能很好地控制输入电流的PWM控制变换器的控制装置。
根据本发明的一个观点提供的一种PWM控制变换器的控制装置，具有：将通过电抗器与三相交流电源相连、对于三相交流电源提供的交流输入电流进行控制的PWM控制变换器输出的直流电压检测值与电压设定值进行比较、输出电流基准信号的电压控制手段，输出与三相交流电源同步的交流基准信号的交流基准信号输出手段，将使交流基准信号输出手段输出的交流基准信号振幅随电流基准信号变化的电流指令信号输出的电流指令手段，将控制信号输出给PWM控制变换器使交流输入电流跟踪电流指令信号的电流控制手段；所述电流控制手段在控制开始后的一定时间内输出比例控制的控制信号，经一定时间后输出比例积分控制的控制信号。
尤其，当PWM控制变换器输出的直流电压检测值达到预先设定值以上时，电流控制手段输出比例积分控制的控制信号。
另外，根据本发明其他观点提供的一种PWM控制变换器的控制装置，具有：将通过电抗器与三相交流电源相连、对于三相交流电源提供的交流输入电流进行控制的PWM控制变换器的输出直流电压检测值与电压设定值进行比较、输出电流基准信号的电压控制手段，输出与三相交流电源同步的交流基准信号的交流基准信号输出手段，将使交流基准信号输出手段输出的交流基准信号振幅随电流基准信号变化的电流指令信号输出的电流指令手段，将控制信号输出给PWM控制变换器使交流输入电流跟踪电流指令信号的电流控制手段；所述电流控制手段将电流指令手段输出的2相电流指令信号的任一个与交流输入电流的偏差之系数倍进行积分、作为2相的第1输出，将2相的剩余1相与2相的第1输出相反符号值相加作为剩余相的第1输出，各相的电流指令信号与交流输入电流之偏差乘以系数倍作为各相的第2输出，将各相的第1输出与第2输出之和作为控制信号输出给PWM控制变换器。
另外，根据本发明其他观点提供的一种PWM控制变换器的控制装置，具有：将通过电抗器与三相交流电源相连、对于三相交流电源提供的交流输入电流进行控制的PWM控制变换器输出的直流电压进行检测的直流电压检测手段，输出直流电压指令值的电压指令输出手段，将电压指令输出手段输出的电压指令值与直流电压检测手段输出的电压检测值进行比较、输出电流基准信号的电压控制手段，将控制信号输出给PWM控制变换器使交流输入电流跟踪由电流基准信号得到的电流指令信号的电流控制手段；电压指令输出手段输出对直流电压检测手段的检测误差进行补偿运算的电压指令值。
所述电流指令输出手段由存贮直流电压检测手段所加的已知电压与和已知电压对应的直流电压检测手段检测值之关系的存贮手段、及利用存贮手段存贮的关系对电压指令值进行补偿运算输出使PWM控制变换器输出的直流电压为期望值的补偿手段所构成。
另外，直流电压检测手段所加的已知电压为PWM控制变换器输出的直流电压。
再有，所述电压指令输出手段由存贮直流电压检测手段所设置的基准电压发生手段的电压与和基准电压发生手段的电压对应的直流电压检测手段的检测值之关系的存贮手段、及利用存贮手段存贮的关系对电压指令值进行补偿运算输出使PWM控制变换器输出的直流电压为期望值的补偿手段所构成。
另外，根据本发明其他观点提供的一种PWM控制变换器的控制装置，具有：将与交流电源相连、对于交流电源提供的交流输入电流进行控制的PWM控制变换器输出的直流电压检测值与电压设定值进行比较、输出电流基准信号的电压控制手段，输出与电流电源同步的交流基准信号的交流基准信号输出手段，将使交流基准信号输出手段输出的交流基准信号振幅随电流基准信号变化的电流指令信号输出的电流指令手段，将控制信号输出给PWM控制变换器使交流输入电流跟踪电流指令信号、至少含有积分要素的电流控制手段；当交流输入电流超过设定的限制值时，电流控制手段动作使积分要素急剧减少。
当交流输入电流超过设定的限制值时，所述电流控制手段动作使积分要素清零。
另外，所述限制值是根据电压控制手段输出的电流基准信号设定的。
进而，所述限制值是根据电流指令手段输出的电流指令信号设定的。
另外，电流控制手段具有设定交流输入电流限制值的电流限制电平设定器、及电流限制电平设定器设定的限制值与交流输入电流为输入量并当交流输入电流超过上述限制值时输出信号的电流控制器积分清零电路。
进而，当交流输入电流超过设定的限制值、而且积分要素的正负极性与相对应的相的交流基准信号正负极性为相反极性时，积聚至一定数值以上时，电流控制手段动作使积分要素急剧减少。
根据本发明其他观点提供的一种PWM控制变换器的控制装置，具有：将与交流电源相连、对于交流电源提供的交流输入电流进行控制的PWM控制变换器输出的直流电压检测值与电压设定值进行比较、输出电流基准信号的电压控制手段，输出与交流电源同步的交流基准信号的交流基准信号输出手段，将使交流基准信号输出手段输出的交流基准信号振幅随电流基准信号变化的电流指令信号输出的电流指令手段，将控制信号输出给PWM控制变换器使交流输入电流跟踪电流指令信号的电流控制手段；当交流输入电流超过设定的限制值时，电压控制手段动作使电流基准信号减少。
所述电压控制手段至少具有积分要素，当交流输入电流超过设定的限制值时，电压控制手段动作使积分要素清零。
另外，当交流输入电流超过设定的限制值时，电压控制手段根据至少比该时刻电流基准信号要减少的电流基准信号作为初始值的时间函数使电流基准信号发生变化。
进而，当交流输入电流超过设定的限制值、而且电流控制手段积分要素的正负极性与相对应的相的交流基准信号正负极性为相反极性时，积聚至一定数值以上时，电压控制手段动作使电流基准信号减少。
图1所示为本发明PWM控制变换器的控制装置实施例1构成图。
图2所示为图1所示的R相电流控制器的详细构成图。
图3所示为图1所示的电流控制切换器的详细构成图。
图4为图1装置的电源侧电压电流向量图。
图5所示为PWM控制变换器的控制信号与载波的关系的说明图。
图6所示为本发明PWM控制变换器的控制装置实施例2构成图。
图7为说明图6所示实施例2动作的流程图。
图8所示为本发明PWM控制变换器的控制装置实施例3构成图。
图9所示为本发明PWM控制变换器的控制装置实施例4构成图。
图10为图9所示电压检测电路一构成实例的电路图。
图11为说明图9所示实施例4动作的流程图。
图12为图9所示电压检测电路另外构成实例的电路图。
图13所示为本发明PWM控制变换器的控制装置实施例5构成图。
图14为图13所示实施例5的电流控制器积分清零电路的详细构成图。
图15为图13所示实施例5动作的说明图。
图16所示为本发明PWM控制变换器的控制装置实施例6构成图。
图17为图16所示实施例6动作的说明图。
图18所示为本发明PWM控制变换器的控制装置实施例7构成图。
图19为图18所示实施例7的电流控制器积分清零电路的详细构成图。
图20所示为本发明PWM控制变换器的控制装置实施例8构成图。
图21为图20所示实施例8的电流控制器积分清零电路的详细构成图。
图22为图20所示实施例8动作的说明图。
图23所示为本发明PWM控制变换器的控制装置实施例9构成图。
图24为图23所示实施例9动作的说明图。
图25所示为本发明PWM控制变换器的控制装置实施例10构成图。
图26为图25所示实施例10的输入电流波峰值指令信号切换器的详细构成图。
图27所示为本发明PWM控制变换器的控制装置实施例11构成图。
图28所示为以往PWM控制变换器控制装置的构成图。
图29所示为以往R相电流控制器的详细构成图。
图30所示为以往电压检测电路的详细构成图。
图31所示为PWM控制变换器在控制开始前的输入电流波形图。
图32所示为PWM控制变换器的控制装置的电源电压、电源电流及PWM控制变换器电压的波形图。
图33所示为以往PWM控制变换器的控制装置在瞬时停电时的各部分电压电流波形图。
接着对本发明的各实施例说明如下。实施例1
图1所示为与本发明有关的PWM控制变换器控制装置一个实施例的构成图。图中，1为三相交流电源，2为对三相交流电源1供给的交流输入电流进行控制、并变换为直流电压输出的PWM控制变换器，由201-206的开关器件及207-212的续流二极管构成。
3为连接在三相交流电源1及PWM控制变换器2之间的电抗器，4为吸收PWM控制变换器2输出电流脉动分量的滤波电容器，5为逆变器等负荷装置，6为产生PWM控制变换器2输出直流电压的电压设定信号的电压设定器，7b为检测PWM控制变换器2输出的直流电压的电压检测电路。
8为将电压设定器6设定并输出的电压设定信号与电压检测电路7b检测并输出的电压检测信号之偏差输出的减法器，9d为由比例控制运算要素及比例积分运算要素构成的、对减法器8输出的电压设定信号与电压检测信号之偏差进行比例积分(PI)控制的电压控制器，利用减法器8及电压控制器9d构成电压控制手段。10为检测三相交流电源1交流电压的交流电压检测器，11为根据交流电压检测器10检测的交流电压检测信号生成与R相电压及T相电压同步的R相及T相单位正弦波的单位正弦波发生器，利用交流电压检测器10及单位正弦波发生器11构成交流基准信号输出手段。12及13为将电压控制器9d输出的输入电流波峰值指令信号与单位正弦波发生器11输出的R相及T相的单位正弦波信号进行乘法运算后输出R相及T相输入电流指令信号的乘法器，构成电流指令手段。
14和15为检测PWM控制变换器2的R相及T相输入电流的电流检测器，16及17为将乘法器12及13输出的R相及T相输入电流指令信号与电流检测器14及15检测输出的R相及T相输入电流检测信号之偏差输出的减法器，18a及19a为由比例控制运算要素及比例积分运算要素构成的、对减法器16及17输出的R相及T相输入电流指令信号与输入电流检测信号之偏差进行控制、输出R相控制信号及T相控制信号的R相及T相电流控制器，20为进行零减去R相及T相电流控制器18a及19a输出的R相控制信号及T相控制信号的减法运算后作为S相控制信号输出的减法器。
21为输出三角波形载波的载波振荡器，22、23及24为将R相、S相及T相控制信号与载波进行大小比较、输出脉宽调制信号的比较器，25为根据这些R相、S相及T相的脉宽调制信号、输出对于PWM控制变换器2的开关器件201～206进行通断控制的信号的栅极电路，26为控制R相电流控制电路18a及T相电流控制电路19a的积分要素为零的电流控制切换器。利用这些电流检测器14及15、减法器16及17、R相及T相电流控制器18a及19a、减法器20、载波发生器21、比较器22、23及24、栅极电路25及电流控制切换器26构成电流控制手段。另外在图中，1～17及20～25与上述已有技术装置相同。
图2为图1所示的R相电流控制器18a的详细构成图。在图2中，121～123为电阻值是r1～r3的固定电阻器，124为电容量是C1的电容器，125为运算放大器，126及127为驱动运算放大器125的控制电源正负电压输入端，128为与电容器124的两端相连的模拟开关，129为控制模拟开关128通断的控制信号输入的控制输入端，130为将减法器16输出的偏差输入至R相电流控制器18a的输入端，131为将R相控制信号输出给比较器22的R相电流控制器18a的输出端。另外，T相电流控制器19a的构成也相同。
图3为图1所示的电流控制切换器26的详细构成图。在图3中，141～144为电阻值是r11～r14的固定电阻器，145为电容量是C11的电容器，146为开关，147为比较器，148为输出R相电流控制电路18a及T相电流控制电路19a控制信号的输出端。
下面，在说明实施例1的动作之前，先就动作原理加以说明。图4为图1装置的电源侧电压电流向量图，eS为三相交流电源1的电源电压向量，VC为PWM控制变换器2的交流侧电压向量，VL为电抗器3的电压向量，IS为电源供给的输入电流向量。如果想要控制输入电流IS与电源电压同相(高功率因数)，则必须使电抗器电压VL超前于PWM控制变换器2的交流侧电压VC90°，其结果输出的交流侧电压VC的大小必须总是比电源电压eS要大。
接着就直流侧电压VDC与PWM控制变换器2的交流侧电压向量VC的大小、即交流侧线电压有效值(这里为说明方便，设为VRMS)的关系加以说明。当R相、S相及T相的控制信号SR*、SS*及ST*的振幅小于TX的振幅时，若控制信号SR*、SS*及ST*为正弦波，则各相电压的基波分量也为正弦波。现在，将PWM控制变换器2直流侧电压VDC的1/2电压作为基准电位来考虑，由于控制信号SR*、SS*及ST*与载波TX的振幅相等时为±(VDC/2)，所以在R相、S相及T相控制信号SR*、SS*及ST*的振幅小于载波TX的振幅情况下，线电压有效值VRMS与直流侧电压VDC的关系由(1)式给出。
将(1)式加以改写，则(2)式成立。VRMS≤VDC/2/2×3······(1)]]>VDC≥VRMS×2×2/3=VRMS×1.64······(2)]]>
根据上式，当将PWM控制变换器2直流侧电压VDC的1/2电压作为基准电位来考虑时，能使各相输出电压不饱和、按照原来基波分量输出的条件是，PWM控制变换器2直流侧电压VDC要超过交流侧线电压有效值VRMS的1.64倍以。而在直流侧电压VDC小于交流侧线电压有效值VRMS1.64倍、即R相、S相及T相控制信号SR*、SS*及ST*的振幅大于载波TX的振幅的区域，控制信号越过载波TX的区域的输出电压被±(VDC/2)限制。
但是，在以往的PWM控制变换器控制装置中，由于利用对R相及T相控制信号SR*及ST*进行比例积分控制的电流控制器进行运算，而S相的控制信号SS*根据关系式SR*+SS*+ST*＝0改写为S*＝(-SR*-ST*)求得，因此当控制信号振幅超过载波TX的振幅时，如图5所示，剩余相的控制信号自动变化，从而按照指令值来控制线电压。这只是在各相60度饱和以内、即控制信号振幅超过载波TX振幅的区间在60度以内时才能较理加以控制，该线电压有效值VRMS与直流侧电压VDC的条件由(3)式给出。
将(3)式加以改写，则(4)式成立。VRMS≤VDC/2×(2/3)/2×3---(3)]]>VDC≥VRMS×2=VRMS×1.41---(4)]]>
这里，PWM控制变换器2不由栅极电路25输出的信号控制，而在负荷装置5动作、即例如逆变器动作形成负荷状态下起动时，PWM控制变换器2的直流侧电压VDC比三相交流电源1的线电压峰值(线电压的倍)减去电抗器3的电压降部分的数值还要低，PWM控制变换器2的交流侧线电压有效值VRMS如上所述必须大于三相交流电源1的线电压有效值，因此直流侧电压VDC小于(4)式所给出的数值。这种情况下，即使按照指令控制PWM控制变换器2的交流侧线电压使输入电流与电源电压同相(高功效因数)，但电压不够，产生不可控区域，造成实际电流与电流指令值不一致。
其结果是，R相及T相电流控制器18a及19a对减法器16及17输出的电流偏差进行比例积分控制后输出的R相及T相控制信号SR*及ST*，因偏差一直保持在积分器向正或负方向增大，则被限制为运算放大器的饱和电压，而S相的控制信号SS*也根据SS*＝(-SR*～ST*)求得，因此由于SR*及ST*饱和也固定为一定值，这样三相都产生了不可控状态。
这里若令电流控制器18a及19a为比例控制，则即使处于直流侧电压VDC下降、实际电流与电流指令值不一致的状态，R相及T相控制信号SR*及ST*也与偏差成比例倍数，运算放大器没有达到饱和，至少有一相是可控的。但是，若令电流控制器18a及19a为比例控制，则在电流指令值与实际电流之间产生恒定偏差。
所以在实施例1中提出了仅仅在起动时为比例控制的PWM控制变换器的控制装置的方案，因为起动时采用比例积分控制，运算放大器饱和，容易处于三相都不可控的状态。
下面说明图1～图3所示的实施例1的动作。首先，将通过电压检测电路7b检测的直流电压检测值VDC^与电压设定器6设定的电压设定信号VDC*输入减法器8，求得偏差eV＝VDC*-VDC^。该偏差eV输入电压控制器9d，进行比例积分控制使偏差接近于零，并将输入电流波峰值指令信号IPEAK*输出。该波峰值指令信号IPEAK*输入乘法器12及13，与单位正弦波发生器11产生的R相及T相单位正弦波信号互相相乘。R相及T相单位正弦波信号是与三相交流电源1的R相及T相电压同步的单位正弦波信号即交流基准信号，是将交流电压检测器10检测的三相交流电源1的交流电压作为输入构成单位正弦波发生器11的电流基准信号发生器的输出信号。由乘法器12及13输出R相输入电流指令信号iR*及T相输入电流指令信号iT*。
然后，将乘法器12输出信号的R相输入电流指令信号iR*及电流检测器14输出信号的R相输入电流检测信号iR输入减法器16，计算偏差eiR＝iR*-iR并输出。同样，将乘法器13输出信号的T相输入电流指令信号iT*及电流检测器15输出信号的T相输入电流检测信号iT输入减法器17，将偏差eiT＝iT*-iT输出。该电流偏差eiR及eiT输出至利用电流控制切换器26进行比例控制及比例积分控制的切换控制的R相电流控制器18a及T相电流控制器19a。
电流控制切换器26的构成如图3所示，在控制开始即起动信号输入的同时，开关146接通，这样比较器147的正端输入电压以固定电阻器142及电容器145所决定的时间常数上升。当比较器147的正端输入电压小于负端输入电压时，比较器147的输出为低电平，一旦由于固定电阻器142及电容器145而缓慢上升的正端电压大于由固定电阻器143及144所设定的负端输入电压，比较器147的输出则变为高电平。
该比较器147的输出为电流控制切换器26的输出，通过输出端148输入至R相电流控制器18a及T相电流控制器19a。R相电流控制器18a的构成如图2所示，当控制输入端129的输入信号为低电平时，模拟开关128为接通状态，电容器124被短路，通过R相电流控制器18a输入端130输入的电流偏差eiR仅仅进行(5)式所示的比例控制，从输出端131输出R相控制信号SR*。
SR*＝-K1×eiR ……(5)
式中，K1＝r2/r1
另外，当控制输入端129的输入信号为高电平时，模拟开关为断开状态，通过R相电流控制器18a输入端130输入的电流偏差eiR进行(6)式所示的比例积分控制，从输出端131输出R相控制信号SR*
SR*＝-K1×(1+1/(S×T))×eiR ……(6)
式中，K1＝r2/r1
T＝C1×C2
S为微分算子。
T相电流控制器19a也采用同样的动作，当控制输入端129的输入信号为低电平时，电流偏差eiT进行比例控制，为高电平时，进行比例积分控制，然后输出T相控制信号ST*。另外，S相控制信号SS*是利用减法器20进行零减去R相控制信号SR*及T相控制信号ST*的减法运算而得到。R相电流控制器18a、减法器20及T相电流控制器19a的输出信号是R相、S相及T相控制信号SR*、SS*及ST*，再分别利用比较器22、23及24与载波发生器21输出的三角波形载波信号的大小进行比较，形成脉宽调制信号输出。该脉宽调制信号输入栅极电路25，栅极电路25对PWM控制变换器2输出控制信号，对PWM控制变换器2的开关器件201～206进行通断控制，使PWM控制变换器2的直流电压检测值VDC^与电压设定器6设定的设定信号VDC*相等，使R相、S相及T相输入电流iR、iS及iT与是正弦波信号的相应的指令信号iR*、iS*及iT*相等。
实施例1所示装置的构成是通过检测R相及T相电流进行控制的，当然其他任何2相的组合也将取得同样的效果。
如上所述，在根据该实施例1的PWM控制变换器的控制装置中，所采用的电流控制手段为，在控制开始后的一定时间内输出进行比例控制的控制信号，在经过该一定时间后输出进行比例积分控制的控制信号，因此起动时在一定时间内采用进行比例控制的控制信号对PWM控制变换器进行控制，而经过一定时间后采用进行比例积分控制的控制信号对PWM控制变换器进行控制，所以具有不会引起过电流等，能良好地进行输入电流控制的效果。实施例2
图6所示为本发明的PWM控制变换器装置其他实施例的构成图。在图6中，27为电流控制切换电平设定器，28为比较器，将电流控制切换电平设定器27设定的设定值VSW*与电压检测电路7b检测的直流电压检测值VDC^进行比较，输出控制R相及T相电流控制器18a及19a的信号。其他部分构成与图1所示的实施例相同。
在图1所示的实施例中，R相及T相电流控制器18a及19a，在控制开始后由电流控制切换器26设定的一定时间内，即由固定电阻器142及电容器145所决定的时间常数设定的时间内输出进行比例控制的控制信号，而经过该一定时间后输出进行比例积分控制的控制信号。而在该图6所示的实施例中，设置了电流控制切换电平设定器27及比较器28，这样来进行切换控制，即当电压检测电路7b检测的直流电压检测值VDC^小于电流控制切换电平设定器27预先设定的数值VSW*时，R相及T相电流控制器18a及19a输出进行比例控制的控制信号，当直流电压检测值VDC^大于VSW*时，R相及T相电流控制器18a及19a输出进行比例积分控制的控制信号。
也就是说，比较器28的输入为电流控制切换电平设定器27输出的设定电平VSW*及通过电压检测电路7b检测的直流电压VDC^，当直流电压VDC^在未大于VSW*时，输出R相及T相电流控制器18a及19a进行比例控制的低电平控制信号，当直流电压VDC^大于VSW*时，输出R相及T相电流控制器18a及19a进行比例积分控制的高电平控制信号。R相电流控制器18a，当图2所示的控制输入端129的输入信号为低电平时，对输入的电流偏差eiR进行比例控制，当控制输入端129的输入信号为高电平时，进行比例积分控制，然后从输出端130输出R相控制信号SR*。T相电流控制器19a也相同，当控制输入端的输入信号为低电平时，对输入的电流偏差eiT进行比例控制，当控制输入端129的输入信号为高电平时，进行比例积分控制，然后从输出端130输出T相控制信号ST*。
该图6所示的实施例构成的动作利用图7的流程图加以说明。首先装置一起动、即控制一开始，在步骤S1电流控制器18a及19a被设定为比例控制。接着根据步骤S2，利用比较器28对电流控制切换电平设定器27的设定输出电平VSW*与通过电压检测电路7b检测的直流电压检测值VDC^进行比较，在直流电压VDC^小于VSW*时间内，继续步骤S1设定的比例控制。在步骤S2，若判断直流电压VDC^大于VSW*，则移至步骤S3，电流控制器18a及19a被设定为比例积分控制。这里如上述(4)式所说明的，由于当直流侧电压VDC为交流侧线电压有效值VRMS约1.41倍以上时能按照指令值对电压进行控制，因此电流控制切换电平设定器27的设定电平VSW*为该值以上，可以设定为低于电压设定器6的设定电压VDC*的值。
如上所述，在根据该实施例2的PWM控制变换器的控制装置中，控制开始后PWM控制变换器直流电压检测值在未超过预先设定值前，电流控制手段输出进行比例控制的控制信号，当直流电压检测值超过预先设定值时，电流控制手段输出切换为比例积分控制的控制信号，由于上述构成，因此能在最佳的切换时间进行电流控制手段中比例控制及比例积分控制的切换，特别是在起动时不会引起过电流等，能良好地进行输入电流的控制，尤其是考虑电路整体的构成，能容易地将产生恒定偏差的比例控制时间设定为最小值，有良好效果。实施例3
图8为根据本发明的PWM控制变换器控制装置其他实施例的构成图。在图8中，29为减法器，进行零减去减法器16及17输出的R相及T相输出电流指令信号iR*及iT*与电流检测器14及15检测的R相及T相输入电流检测信号iR及iT之偏差的减法运算，并输出作为S相的输入电流指令信号与输入电流检测信号之偏差的信号。30及31为对减法器16及17输出的R相及T相输入电流指令信号iR*及iT*与输入电流检测信号iR及iT之偏差的系数倍进行积分并输出的积分器。32～34为对各减法器16、29及17输出的R相、S相及T相输入电流指令信号与电流检测信号之偏差乘以系数倍并输出的系数器。
另外，35为减法器，其输入为积分器30及31输出的R相及T相电流偏差的积分值，然后进行零减去该输入的减法运算后输出，36、37及38为加法器，其输入为系数器32、33及34的输出和积分器30、减法器35及积分器31的输出，然后分别对各相进行加法运算后输出各相控制信号SR*、SS*及ST*。其他部分构成与图1或图6所示的实施例构成相同，同一编号表示同样的部件。
图1或图6所示实施例的构成是输出PWM控制变换器的控制信号对R相及T相电流控制手段进行比例控制及比例积分控制的切换，而在图8所示的实施例是这样构成的，即将构成电流指令手段和乘法器12及13输出的R相及T相的2相电流指令信号与交流输入电流之偏差的系数倍进行积分作为该R相及T相的2相的第1输出，剩余的S相是将R相及T相的2相第1输出符号反转的数值相加作为S相的第1输出，另外将各相电流指令信号与交流输入电流之偏差的系数倍作为各相的第2输出，再将各相的第1输出及第2输出之和作为PWM控制变换器的控制信号输出。
下面，就图8所示实施例的动作加以说明。首先，将通过电压检测电路7b检测的直流电压检测值VDC^与电压设定器6设定的电压设定信号VDC*输入减法器8，求得偏差eV＝VDC*-VDC^。该偏差eV输入电压控制器9d，进行比例积分控制使偏差接近于零，并将输入电流波峰值指令信号IPEAK*输出。该波峰值指令信号IPEAK*输入乘法器12及13，与单位正弦波发生器11产生的R相及T相单位正弦波信号互相相乘。R相及T相单位正弦波信号是与三相交流电源1的R相及T相电压同步的单位正弦波信号即交流基准信号，是将交流电压检测器10检测的三相交流电源1的交流电压作为输入构成单位正弦波发生器11的电流基准信号发生器的输出信号。
然后，将乘法器12输出信号的R相输入电流指令信号iR*及电流检测器14输出信号的R相输入电流检测信号iR输入减法器16，计算偏差eiR＝iR*-iR并输出。同样，将乘法器13输出信号的T相输入电流指令信号iT*及电流检测器15输出信号的T相输入电流检测信号iT输入减法器17，将偏差eiT＝iT*-iT输出。再利用(eiR+eiS+eiT＝0)的关系计算S相的电流偏差eiS，即将eiR及eiT输入至减法器29，进行零减去该输入的减法运算后输出S相的电流偏差eiS。
R相的电流偏差eiR在输入积分器30的同时输入系数器32，将它们输出的R相电流控制的比例项及积分项在加法器3b进行加法运算后构成R相的控制信号SR*。另外，T相的电流偏差eiT在输入积分器31的同时输入系数器34，将它们输出的T相电流控制的比例项及积分项在加法器38进行加法运算后构成T相的控制信号ST*。将R相电流控制积分项即积分器30的输出及T相电流控制积分项即积分器31的输出输入至减法器35，进行零减去该两项输入的减法运算后输出S相积分项，再将该减法器35的输出与利用系数器33将减法器29的输出即S相的电流偏差eiS乘以系数倍的S相比例项输入至加法器37进行加法运算后，作为S相控制信号SS*输出。
加法器36、37及38的输出信号即R相、S相及T相控制信号SR*、SS*及ST*分别利用比较器22、23及24与载波发生器21输出的三角波形载波信号的大小进行比较后产生脉宽调制信号输出。该脉宽调制信号输入栅极电路25，再将控制信号输出给PWM控制变换器2，对PWM控制变换器2的开关器件201～206进行通断控制，使PWM控制变换器2的直流电压检测值VDC^与电压设定器6设定的设定信号VDC*相等，使R相、S相及T相输入电流iR、iS及iT与是正弦波信号的相应的指令信号iR*、iS*及iT*相等。
如上所述，在根据该实施例3的PWM控制变换器的控制装置中，电流控制手段是这样构成的，即将构成电流指令手段的乘法器12及13输出的R相及T相的2相电流指令信号与交流输入电流之偏差的系数倍进行积分作为该R相及T相的2相第1输出，剩余的S相是将R相及T相的2相第1输出符号反转的数值相加作为S相的第1输出，另外将各相电流指令信号与交流输入电流之偏差的系数倍作为各相的第2输出，再将各相的第1输出及第2输出之和作为PWM控制变换器的控制信号输出，由于S相进行比例控制，起动时不会引起过电流，另外即使因负荷变动引起VDC下降时也不会引起过电流，具有能良好地进行输入电流的控制的效果。实施例4
图9为与本发明有关的PWM控制变换器控制装置其他实施例的构成图。在图9中，7a为检测PWM控制变换器2输出直流电压的电压检测电路，构成直流电压检测手段。40为预先存贮电压检测电路7a所加的已知电压与电压检测电路7a检测的检测值之关系的存贮电路，41为利用存贮电路40存贮的关系对电压设定器6设定输出的电压设定信号进行补偿、输出给减法器8的电压设定信号补偿电路，利用存贮电路40、电压设定信号补偿电路41及电压设定器6构成电压指令输出手段。该实施例的其他构成部分与图1所示实施例1的构成相同，并附加相同的元器件编号。
图10为图9中检测直流电压VDC的电压检测电路7a的详细构成电路图。在图10中，751为与滤波电容器4正电位相连的输入端子，752及753为将直流电压VDC进行分压的固定电阻器，固定电阻器753的一端与滤波电容器4的负电位相连。754为隔离放大器，755～756为固定电阻器，757为运算放大器，758为将直流电压检测值VDC^输出给减法器8的输出端子。
在上述构成的电压检测电路7a中，利用固定电阻器752及753将直流电压VDC分压为隔离放大器754允许输入电压范围，然后对分压的直流电压VDC利用隔离放大器754进行隔离检测，再利用运算放大器757放大至适当的信号电平后通过输出端子758输出。这样构成的电路是运算放大器用以调节失调及增益的通常采用的基本电路。它与图28所示的以往的电压检测电路7b的不同在于，没有调节电压检测值失调及增益的电位器。
下面用图11所示的流程图说明图9及图10所示实施例4的动作。首先，如图11所示的流程图那样，调节时存贮电路40将已知电压与利用电压检测电路7a得到的直流电压检测值之关系加以存贮。
也就是说，在步骤S101，将外部已知电压V1加在电压检测电路7a上，该已知电压，可以在PWM控制变换器2的开关器件201～206处于断开状态下、将三相交流电源1的电压通过PWM控制变换器2的换流二极管207～212变换为直流加在电压检测电路上，也可以利用外部设置的另外的直流电源，将直流电源与电压检测电路7a相连，从而将电压加在电压检测电路上。
接着，在步骤S102，将电压检测电路7a所加的已知电压V1及与该所加的已知电压V1相对应的利用电压检测电路7a检测的电压值V1^存贮在存贮电路40中。
接着，在步骤S103，将不同于已知电压V1的已知电压V2加在电压检测电路7a上.在步骤S104，将电压检测电路7a所加的已知电压V2及与该所加的已知电压V2相对应的利用电压检测电路7a检测的电压值V2^存贮在存贮电路40中。
接着，在步骤S105，用所加的已知电压V1及V2和利用电压检测电路7a检测的电压值V1^及V2^，根据(7)及(8)式，补偿电压检测电路的失调误差或增益误差，补偿电压指令值使PWM控制变换器2的直流电压为所期望的值，计算作为电压设定信号的补偿系数A及B
A＝(V2^-V1^)/(V2-V1) ……(7)
B＝(V1^×V2-V2^×V1)/(V2-V1) ……(8)
VDC**＝A×VDC*+B ……(9)
接着，在步骤S106，将该补偿系数A及B存贮在存贮电路40中，这样利用存贮电路40存贮的补偿系数A及B，根据(9)式通过电压设定信号补偿电路41对电压设定器6设定的电压指令值VDC*进行补偿，可得到电压设定信号VD**，就能够利用该电压设定信号VDC**对电压检测电路的失调误差或增益误差进行补偿。
这一连串的补偿动作，是在设置PWM控制变换器阶段或进行试验操作阶段等的通常动作开始之前进行的，可以由存储在微型计算机中的程序自动进行。因此可以不需要为了补偿以往电压检测电路的失调误差或增益误差而安装在电压检测电路中的电位器，能免去为进行补偿而麻烦的操作，提高操作性能。
另外，在上述说明中所示的方法，是将电压检测电路7a所加的已知电压与检测值之关系近似为一次函数进行计算、求得补偿系数A及B并加以存贮的方法。也可以将已知电压与检测值的数据进一步用几条折线加以近似进行计算、求得补偿系数A及B并加以存贮，如果这样就更可提高补偿精度。另外，当电压检测电路7a无零失调时，也可省略步骤S103及S104，取V2＝0及V2^＝0计算补偿系数，反过来，当电压检测电路7a仅仅存在失调很大的问题时，也可以取V1＝0执行步骤S101，省略步骤S103及104。上面说明了在求补偿系数A及B时，利用将已知电压及电压检测电路7a检测的电压值存贮在存贮电路40中进行计算，也可以将电压值存储在进行这一连串动作的微型计算机的存储器，在计算补偿系数后，将其计算结果的补偿系数存贮在存贮电路40中。
下面就利用上述求得的补偿系数A及B进行的PWM控制变换器控制装置的动作加以说明。将电压设定器6设定的电压指令值VDC*输入电压设定信号补偿电路41，利用调节时预先存贮在存贮电路40中的补偿系数A及B和(9)式对电压指令值VDC**进行补偿，将补偿后的电压设定信号VDC**输出给减法器8。接着，补偿后的电压设定信号VDC**及电压检测电路7a输出的电压检测信号VDC^输入减法器8，并输出偏差eV＝VDC**-VDC^。该偏差输入电压控制器9d，进行比例积分控制后将输入电流波峰值指令信号IPEAK*输出。利用上述得到的波峰值指令信号IPEAK*进行的控制装置动作与图1、6及8所示实施例动作相同，所以省略其说明。
在上述该实施例4所示的PWM控制变换器的控制装置中，作为将直流电压检测手段的检测误差进行补偿运算的电压指令值加以输出的电压指令输出手段，是预先存贮直流电压检测手段所加的已知电压与检测值之关系，并利用存贮的已知电压与检测值之关系使实际的PWM控制变换器直流电压为所期望之值，所以可以不需要为补偿电压检测电路的失调误差及增益误差的电位器等，免去为进行补偿而麻烦的操作，提高操作性能，具有易于实现制造及调整时的自动化的效果。
在上述实施例4的构成中，给电压检测电路加上外部的已知电压，并将该已知电压与电压检测电路检测的检测值之关系预先存贮下来，也可以采用图12所示的电压检测电路7c。即在图12所示的电压检测电路中，设置了基准电压发生器作为得到已知电压的手段。
图12所示为检测PWM控制变换器直流电压VDC的电压检测电路7c的详细构成图，在图12中，761为与滤波电容器4正电位相连的输入端，762及763是对直流电压VDC进行分压的固定电阻器，固定电阻器763与滤波电容器4的负电位相连，764及765为基准电压源，766为切换隔离放大器767输入信号的信号切换器，768～769为固定电阻器，770为运算放大器，771为电压检测电路7c的输出端。
在该图12所示的电压检测电路7c中，在调节时，将信号切换器766置于P2及P3，从基准电压源764及765得到已知电压，进行如上述说明所示的补偿系数的计算及存贮。该基准电压源764及765的电压直接输入隔离放大器767，而直流电压VDC则利用固定电阻器762及763降压至RL/(RH+RL)的电压输入隔离放大器767，因此可以把基准电压源764及765的电压乘以(RH+RL)/RL倍看作直流电压VDC进行补偿系数的计算及存贮。另外，在通常动作时，利用隔离放大器767对通过固定电阻器762及763分压至隔离放大器767允许输入电压范围的直流电压VDC进行隔离检测，并利用运算放大器770放大至适当信号电平后通过输出端771输出，这与上述实施例4的说明相同。
另外，在实施例4中，必须将与通常动作时相同电平的直流电压加在电压检测电路上，而采用图12所示的电压检测电路7c，由于将基准电压源764及765的电压的(RH+RL)/RL倍看作直流电压，因此可以用比通常动作时直流电压VDC要低的基准电压源。
该图12所示的电压检测电路7c的构成，具有实施例4所得到的效果，同时，只要将对输入端761输入的直流电压VDC起分压作用的固定电阻器762、763及基准电压源764、765采用高精度的元器件，则即使构成电压检测电路7c的其他元器件、例如隔离放大器767或运算放大器770等发生时效变化，也具有可以不需要准备其他的直流电源而能够补偿的效果。实施例5
图13所示为根据本发明的PWM控制变换器控制装置其他实施例的构成图。在图中，50为设定交流输入电流限制值的电流限制电平设定器，51a为将R相及T相电流控制器18a及19a的积分要素清零的电流控制器积分清零电路，电流限制电平设定器50与R相及T相电流控制器14及15输出的信号输入该电路51a，并向R相及T相电流控制器18a及19a输出信号，其他构成与图1所示的实施例1的构成相同，并附加同样的元器件编号。
下面，就图13所示的实施例的动作加以说明。首先，将通过电压检测电路7b检测的直流电压检测值VDC^与电压设定器6设定的电压设定信号VDC*输入减法器8，求得偏差eV＝VDC*-VDC^。该偏差eV输入电压控制器9d，进行比例积分控制使偏差接近于零，并将输入电流波峰值指令信号IPEAK*输出。该波峰值指令信号IPEAK*输入乘法器12及13，与单位正弦波发生器11产生的R相及T相单位正弦波信号互相相乘。R相及T相单位正弦波信号是与三相交流电源1的R相及T相电压同步的单位正弦波信号即交流基准信号，是将交流电压检测器10检测的三相交流电源1的交流电压作为输入构成单位正弦波发生器11的电流基准信号发生器11的输出信号。
然后，将乘法器12输出信号的R相输入电流指令信号iR*及电流检测器14输出信号的R相输入电流检测信号iR输入减法器16，计算偏差eiR＝iR*-iR并输出。同样，将乘法器13输出信号的T相输入电流指令信号iT*及电流检测器15输出信号的T相输入电流检测信号iT输入减法器17，将偏差eiT＝iT*-iT输出。该电流偏差eiR及eiT输入R相电流控制器18a及T相电流控制器19a。这里，R相电流控制器18a及T相电流控制器19a中构成积分要素的积分器是利用电流控制器积分清零电路51a进行控制的。
图14所示为电流控制器积分清零电路51a的详细构成图。在图中，250及251为将电流检测器14及15输出的R相及T相输入电流检测信号输入的输入端，252为进行零减去从输入端250及251输入的R相输入电流检测信号iR及T相输入电流检测信号iT的减法运算后作为S相输入电流检测信号iS输出的减法器，253为对这些R相、S相及T相输入电流检测信号iR、iS及iT进行全波整流后输出的全波整流器，254为输入由电流限制电平设定器50设定输出的交流输入电流限制电平限制值即设定值Ilimit*的输入端。255为对全波整流器253输出的输入电流全波整流信号、即R相、S相及T相输入电流检测信号iR、iS及iT的各自绝对值的最大值信号iP及由输入端254输入的电流限制电平设定值Ilimit*进行比较的比较器， 256为当输入电流全波整流信号iP大于电流限制电设定值Ilimit*时、为了将R相电流控制器18a及T相电流控制器19a的积分要素清零而输出信号的清零信号发生器，257为将清零信号发生器256输出的清零信号输出的输出端。
该图14所示的电流控制器积分清零电路51a，当R相、S相或T相的输入电流即交流输入电流大于电流限制电平设定器50的设定值Ilimit*时，产生动作使R相电流控制器18a及T相电流控制器19a的积分要素清零，因此如图15所示，R相控制信号SR*及T相控制信号ST*由于使其交流输入电流按指令值流动，快速恢复至必须的电平，因此能抑制输入电流检测信号的电流突变。在图15中，在由于瞬时停电等造成电源切断的区间(A)及R相输入电流检测信号iR未达到R相输入电流指令信号iR*的区间(B)，R相的控制信号SR*向着使R相输入电流检测信号iR增加的方向持续变化下去，当R相输入电流检测信号iR等于R相输入电流指令信号iR*时((C)点)停止其持续变化。之后，当大于电流限制电平设定器50的设定值Ilimit时((D)点)，利用积分要素清零，快速地恢复为正常动作状态。
在图15就R相进行了说明，关于T相也一样。另外，由于S相控制信号SS*是利用减法器20进行零减去R相控制信号SR*及T相控制信号ST*的减法运算而得的，因此，S相交流输入电流也完全与R相及T相相同，能够被抑制。
R相电流控制器18a、减法器20及T相电流控制器19a的输出信号是R相、S相及T相控制信号SR*、SS*及ST*，再分别利用比较器22、23及24与载波发生器21输出的三角波形载波信号的大小进行比较，形成脉宽调制信号输出。脉宽调制信号输入栅极电路25，栅极电路25的输出信号对PWM控制变换器2的开关器件201～206进行通断控制，使PWM控制变换器2的直流电压检测值VDC^与设定信号VDC*相等，使R相、S相及T相输入电流检测信号iR、iS及iT与是正弦波信号的相应的指令信号iR*、iS*及iT*相等。
另外，该实施例的构成是通过检测R相及T相电流进行控制的，当然其他相的组合也能进行同样的控制。另外，这里叙述的是有关三相电路的，当然单相电路也能进行同样的控制。
另外，在本实施例中，以交流输入电流超过其限制值时对积分要素清零的动作为例加以说明，但也可以这样构成，即当交流输入电流超过其限制值时使积分要素的绝对值急剧减少进行控制。
如上所述，在根据本实施例的PWM控制变换器的控制装置中，当交流输入电流超过限制值时进行控制使电流控制手段的积分要素的绝对值急剧减少或清零，因此在由于瞬时停电等而造成交流电源电压下降或短时间切断情况下又恢复时不会引起过电流等，具有能良好地控制交流输入电流的效果。实施例6
在图13所示的实施例中，设置了电流限制电平设定器50，并预先设定电流限制电平的设定值Ilimit*，另外也可以如图16所示那样构成，即设置电流限制失调设定器52，该输出信号Iost*利用加法器53与电压控制器9d的输出即输入电流波峰值指令信号IPEAK*相加作为电流限制电平设定值Ilimit，再利用电流控制器积分清零电路51a与输入电流的全波整流信号进行比较。在该构成中，由于电流限制电平Ilimit随输入电流波峰值指令信号IPEAK*而变化，因此尤其当输入电流波峰值指令信号IPEAK*较小时，如图17所示，利用电流控制器积分清零电路51a的输出信号能加速对R相电流控制器18a及T相电流控制器19a积分要素清零的时间，R相控制信号SR*及T相控制信号ST*由于使其交流输入电流按指令值流动能更进一步加速恢复至必须的电平，因而能更进一步抑制输入电流检测信号的电流突变。
另外，在图17中就R相进行了说明，对于T相也同样，而由于S相的控制信号SS*是利用减法器20进行零减去R相控制信号SR*及T相控制信号ST*的减法运算得到的，因此S相的交流输入电流也与R相及T相完全相同，能受到抑制。
另外，在本实施例中，以交流输入电流超过其限制值时对积分要素清零的动作为例加以说明，但也可以这样构成，即当交流输入电流超过其限制值时使积分要素的绝对值急剧减少进行控制。实施例7
图18所示又是另一实施例。在该构成中，设置了电流限制失调设定器52及电流控制器积分清零电路51b，利用电流控制器积分清零电路51b对电流限制失调设定器52的输出信号Iost*与各相输入电流指令信号iR*及iT*的全波整流信号iP*进行加法运算后作为电流限制电平设定值Ilimit*，再与输入电流的全波整波信号进行比较。其他构成部分与图13所示的实施例相同。
图19为图18所示的电流控制器积分清零电路51b的详细构成图。在图中，260及261为将电流检测器14及15输出的R相及T相输入电流检测信号iR及iT输入的输入端，262为进行零减去输入端260及261输入的R相输入电流检测信号iR及T相输入电流检测信号iT的减法运算后作为S相输入电流检测信号iS输出的减法器，263为对这些R相、S相及T相输入电流检测信号iR、iS及iT进行全波整流后输出的全波整波器。264及265为将乘法器12及13输出的R相及T相输入电流指令信号iR*及iT*输入的输入端，266为进行零减去输入端264及265输入的R相输入电流指令信号iR*及T相输入电流指令信号iT*的减法运算后作为S相输入电流指令信号iS*输出的减法器，267为对这些R相、S相及T相输入电流指令信号iR*、iS*及iT*进行全波整流后输出的全波整流器。268为将电流限制失调设定器52设定并输出的电流限制失调设定值Iost*输入的输入端，269为将全波整流器267输出的输入电流指令信号的全波整流信号iP*与输入端子268输入的电流限制失调设定值Iost*进行加法运算后输出电流限制电平设定值Ilimit*的加法器，270为将全波整流器263输出的输入电流全波整流信号，即R相、S相及T相输入电流检测信号iR、iS及iT的各自绝对值的最大值信号iP与加法器269输出的电流限制电平设定值Ilimit*进行比较的比较器，271为当输入电流全波整流信号iP大于电流限制电平设定值Ilimit*时、输出将R相电流控制器18a及T相电流控制器19a的积分要素清零的信号的清零信号发生器，272为将清零信号发生器271输出的清零信号输出的输出端。在该构成中，电流限制电平设定值Ilimit*根据输入电流指令信号设定为最佳值。
也就是说，当输入电流指令信号较小时，电流限制电平设定值Ilimit*也较小，能够加快对于R相电流控制器18a及T相电流控制器19a的积分要素清零的时间，能抑制输入电流检测信号的电流突变。
如上所述，在根据该实施例的PWM控制变换器的控制装置中，当交流输入电流超过限制值时进行控制使电流控制手段的积分要素的绝对值急剧减少或清零，尤其是限制值的设定与电压控制手段输出的电流基准信号或电流指令信号相关联，由于采用这样的构成，因此在由于瞬时停电等而造成交流电源电压下降或短时间切断情况下又恢复时不会引起过电流等，具有能良好地控制交流输入电流，特别是能更进一步抑制交流输入电流指令值较小时产生的输入电流检测信号的电流突变的效果。实施例8
在图13、16及18所示实施例的构成中，当交流输入电流超过限制值时，使电流控制器的积分要素的绝对值急剧减少或清零，但也可以如图20所示构成装置，即设置电流限制电平设定器50、积分值比较电平设定器54及电流控制器积分清零电路51c。在该构成中，当交流输入电流超过限制值、而且电流控制器积分要素的正负极性与相对应的相的交流基准信号正负极性为相反极性时，输入电流电量在该积分要素上积聚至一定值以上时，使积分要素的绝对值急剧减少或清零。
在图20中，对于与图13、16及18相同或相当部分附加了同一符号。
图21所示为电流控制器积分清零电路51c的详细构成图，在图中，300及301为将电流检测器14及15输出的R相及T相输入电流检测信号iR及iT输入的输入端，302为进行零减去输入端300及301输入的R相输入电流检测信号iR及T相输入电流检测信号iT的减法运算后作为S相输入电流检测信号iS输出的减法器，303为对这些R相、S相及T相输入电流检测信号iR、iS及iT进行全波整流后输出的全波整流器。
304及305为将与单位正弦波发生器11输出的R相及T相电压同步的R相及T相单位正弦波信号QR*及QT*输入的输入端，306及307为将输入端304及305输入的R相单位正弦波信号QR*及T相单位正弦波信号QT*与零进行比较、当输入为正极性时输出“-1”，负极性时输出“+1”的比较器，308及309为将R相及T相电流控制器18c及19c的R相及T相积分要素的数值即积分值信号SR-i*及ST-i*输入的输入端，310及311为将比较器306及307的输出与输入端308及309输入的R相及T相积分要素的数值即积分值信号SR-i*及ST-i*进行乘法运算的乘法器，312为将乘法器310及311的输出信号输入、并输出其数值较大信号的最大值电路，314为将积分值比较电平设定器54输出的积分值比较电平信号Vcomp*输入的输入端，313为将输入端314输入的积分值比较电平信号与最大值电路312输入的信号进行比较、当最大值电路输出较大时输出“+1”的比较器。
315为将电流限制电平设定器50输出的电流限制电平设定值Ilimit*输入的输入端，316为将全波整流器303的输出即输入电流的全波整流信号iP与输入端315输入的电流限制电平设定值Ilimit*进行比较、当输入电流全波整流信号iP大于电流限制电平设定值Ilimit*时输出“1”的比较器，317为当比较器316的输出与比较器313的输出都为“1”时输出为“1”的“与”电路，318为将“与”电路317的输出信号输入、当该输入为“1”时从输出端319输出使R相电流控制器18c及T相电流控制器19c的积分要素清零的信号的电流控制器积分清零信号发生器。
采用图21所示构成的电流控制器积分清零电路51c，使控制装置能区别输入电流指令信号iR*急剧增加时的电流超调等及电源电压恒定状态下所产生的电流突变，并能仅仅对于该构成由于电流控制系统积分要素绝对值急剧减少或清零而产生的电流突变加以抑制。
例如，当如图22所示输入电流指令信号iR*呈阶跃状增大时，根据电流控制系统的控制增益设定实际的输入电流常常产生超调。这时的动作如下，即R相及T相电流控制器18c及19c的积分项积聚了与电源电压基本同相位的信号，在这种状态下若使积分要素的绝对值急剧减少或清零，这更增加了电流突变。因此，在电流控制器积分清零电路51c中，通过比较器306及307，将与电源电压同相位的信号即R相及T相单位正弦波信号QR*及QT*的极性反过来取出，再利用乘法器310及311将该信号与另一输入的R相及T相积分值信号SR-i*及ST-i*相乘，对当积分值信号的极性与各对应相的单位正弦波信号不同时成为正极性的信号进行运算，然后，利用最大值电路312计算其最大值，通过比较器313将最大值电路312的输出与积分值比较电平设定器54输出的积分值比较电平信号Vcomp*进行比较，仅仅当最大值电路的输出大于积分值比较电平信号时，比较器316的结果才作为有效。
如上所述，在根据该实施例的PWM控制变换器的控制装置中，由于设置了这样动作的电流控制手段，即仅仅当交流输入电流超过其限制值，而且电流控制器积分要素的正负极性与交流基准信号的正负极性为不同极性时，才使积分要素的绝对值急剧减少或清零，因此在由于瞬时停电等而造成交流电源电压下降或短时间切断情况下又恢复时不会引起过电流等，能良好地控制输入电流，特别是当输入电流指令值呈阶跃状大大增大情况下产生输入电流超调时，使积分要素的绝对值急剧减少或清零，所以能不按照电流控制系统的控制增益设定值，更进一步抑制电流突变，本实施例具有上述良好效果。
在上述实施例5～8中给出了对电流控制手段积分要素进行控制的构成，在下面的实施例中将就对电压控制手段进行控制的构成加以说明。特别在下面的实施例中，当对负荷装置5输出较大功率等产生较大的输入电流指令信号状态下，交流电源电压下降或短时间切断时，即使处于很容易引起过电流保护跳闸情况下，在其恢复时也不会引起过电流等，能良好地控制输入电流。实施例9
图23所示为本发明的PWM变换器控制装置实施例9的构成图。在图中，对于与上述实施例相同或相当部分附加了同一符号。本实施例构成要素的电压控制器积分清零电路55与图14所示的电流控制器积分清零电路51a的构成相同，利用该电压控制器积分清零电路55，当R相、S相或T相输入电流大于该电流限制电平设定值Ilimit*时，使电压控制器96的积分要素清零。因此，R相及T相输入电流指令值iR*及iT*也变为零，能加速电流控制器积分要素的恢复，抑制电流突变。
图24为图23所示实施例动作说明图，为便于理解仅画出R相。在图中，在电源切断区间(A)及R相输入电流iR未达到R相输入电流指令信号iR*的区间(B)，R相的控制信号SR*向着使R相输入电流iR增加的方向持续变化下去，当R相输入电流iR等于R相输入电流指令信号iR*时((C)点)停止其持续变化。之后，当大于电流限制电平设定值Ilimit*时((D)点)，电压控制器9b的积分要素被清零，R相输入电流指令信号iR*也变为零，电流控制器的输入急剧增加，迅速恢复至正常的动作状态。
如上所述，在根据该实施例的PWM控制变换器的控制装置中，由于设置了这样动作的电压控制手段，即当交流输入电流超过其限制值时，使电压控制器的积分要素急剧减少或清零，因此在由于瞬时停电等而造成交流电源电压下降或短时间切断情况下又恢复时不会引起过电流等，能良好地控制输入电流，当输入电流指令值较大、即输入电流的波峰值指令信号IPEAK*较大时，更能抑制电流突变，本实施例具有上述效果。实施例10
在实施例9的构成中，当R相、S相或T相输入电流大于其电流限制电平设定值Ilimit*时，利用电压控制器积分清零电路55使电压控制器9b的积分要素清零，也可以如图25所示设置输入电流波峰值指令信号切换器56来构成。
图25中，与图23相同或相当部分附加了同一符号。
图26所示为输入电流波峰值指令信号切换器56的详细构成图。在图中，400及401为将电流检测器14及15输出的R相及T相输入电流检测信号iR及iT输入的输入端，402为进行零减去输入端400及401输入的R相输入电流检测信号iR及T相输入电流检测信号iT的减法运算后作为S相输入电流检测信号iS输出的减法器，403为对这些R相、S相及T相输入电流检测信号进行全波整流后输出的全波整流器，404为将电流限制电平设定器50输出的电流限制电平设定值Ilimit*输入的输入端，405为将全波整波器403输出的输入电流全波整流信号，即R相、S相及T相输入电流各自的绝对值的最大值信号iP与输入端254输入的电流限制电平设定值Ilimit*进行比较的比较器，406为将电压控制器9d输出的输入电流波峰值指令信号IPEAK*输入的输入端，407及408为切换信号的开关，409为将输入以时间函数输出的一阶延迟电路，410为将输入端406输入的输入电流波峰值指令信号IPEAK*或一阶延迟电路409输出的信号输出至乘法器12及13的输出端。
下面，就输入电流波峰值指令信号切换器56的动作加以说明。当全波整流器403输出的输入电流全波整流信号iP小于输入端404输入的电流限制电平设定值Ilimit*时，开关407及408与(B)侧相连，由输入端406输入的电压控制器9d输出的输入电流波峰值指令信号IPEAK*保持不变直接由输出端410输出。而当全波整流器403输出的输入电流全波整流信号iP大于输入端404输入的电流限制电平设定值Ilimit*时，开关407及408与(A)侧相连，由输入端406输入的电压控制器9d输出的输入电流波峰值指令信号IPEAK*输入一阶延迟电路409，变成从零开始以时间函数增加的信号，到达原来的输入电流波峰值指令信号IPEAK*，该信号由输出端410输出。
如上所述，在根据本实施例的PWM控制变换器的控制装置中，由于设置了这样动作的电压控制手段，即当交流输入电流超过其限制值时，至少将比该时间电流基准减少的电流基准作为初始值，并使电流基准按有该初始值的时间函数变化，因此当电压设定器6输出的电压设定信号VDC*与通过电压检测器7检测的直流电压检测值VDC^之偏差eV较大时，即由于电压控制器9d的比例要素产生输入电流波峰值指令信号IPEAK*时，能使R相及T相输入电流指令值iR*及iT*为零，电流控制器的输入急剧增加，迅速恢复至正确的动作状态，本实施例具有上述效果。实施例11
在实施例9及实施例10中，设置了电流限制电平设定器50用于预先设定电流限制电平设定值Ilimit*，也可以如图27所示那样构成，即设置电流限制电平设定器50、积分值比较电平设定器54及电压控制器积分清零电路57，当交流输入电流超过其限制值、而且积分要素的正负极性与相对应的相的交流基准信号正负极性为相反极性时，输入电流电量在该积分要素上积聚至一定值以上时，使电压控制器9b的积分要素的绝对值急剧减少或清零。
在图27中，与实施例8及实施例10相同的构成部分附加同一符号，完成同样的动作，电压控制器积分清零电路57的详细构成与电流控制器积分清零电路51c的详细构成相同，因此省略其说明。
如上所述，在根据本实施例的PWM控制变换器的控制装置中，由于设置了这样动作的电流控制手段，即当交流输入电流超过其限制值、而且电流控制器积分要素的正负极性与交流基准信号的正负极性为不同极性时，使电压控制器的积分要素急剧减少或清零，因此在由于瞬时停电等而造成交流电源电压下降或短时间切断情况下又恢复时不会引起过电流等，能良好地控制输入电流，特别是当输入电流指令信号较大、即输入电流波峰值指令信号较大时，更能抑制电流突变，再进一步当输入电流指令值呈阶跃状大大增大等情况下产生输入电流超调时，其构成不使积分要素的绝对值急剧减少或清零，因此不按照电流控制系统的控制增益设定值，更能抑制电流突变，本实施例具有上述效果。
另外，将这些实施例适当地组合起来使用，当然更能抑制电流突变。再有，在本实施例中所述的在交流电源与PWM控制变换器之间连接的电抗器也可以不要专门设置，而用交流电源1的变压器等电感分量来代替。
如上所述，在根据本发明的PWM控制变换器控制装置中，具有：将通过电抗器与三相交流电源相连、对于三相交流电源提供的交流输入电流进行控制的PWM控制变换器输出的直流电压检测值与电压设定值进行比较、输出电流基准信号的电压控制手段，输出与三相交流电源同步的交流基准信号的交流基准信号输出手段，将使交流基准信号输出手段输出的交流基准信号振幅随电流基准信号变化的电流指令信号输出的电流指令手段，将控制信号输出给PWM控制变换器使交流输入电流跟踪电流指令信号的电流控制手段，由于电流控制手段在控制开始后一定时间内输出比例控制的控制信号，经一定时间后输出比例积分控制的控制信号，因此，在起动时的一定时间内用比例控制的控制信号对PWM控制变换器进行控制，经一定时间后用比例积分控制的控制信号对PWM控制变换器进行控制，所以具有不会引起过电流等，能良好地控制输入电流的效果。
另外，当PWM控制变换器输出的直流电压检测值达到预先设定值以上时，电流控制手段输出比例积分控制的控制信号，因此具有下述效果：能在最佳切换时间对电流控制手段中的比例控制及比例积分控制进行切换，这样特别在起动时不会引起过电流等，能良好地控制输入电流，尤其是考虑到电路整体构成，能方便地将产生定常偏差的比例控制时间设定为最小值。
另外，在根据本发明的PWM控制变换器控制装置中，具有：将通过电抗器与三相交流电源相连、对于三相交流电源提供的交流输入电流进行控制的PWM控制变换器输出的直流电压检测值与电压设定值进行比较、输出电流基准信号的电压控制手段，输出与三相交流电源同步的交流基准信号的交流基准信号输出手段，将使交流基准信号输出手段输出的交流基准信号振幅随电流基准信号变化的电流指令信号输出的电流指令手段，将控制信号输出给PWM控制变换器使交流输入电流跟踪电流指令信号的电流控制手段；由于电流控制手段将电流指令手段输出的2相电流指令信号的任一个与交流输入电流的偏差系数倍进行积分，作为2相的第1输出，将2相的剩余1相与2相的第1输出相反符号值相加作为剩余相的第1输出，各相的电流指令信号与交流输入电流之偏差乘以系数倍作为各相的第2输出，将各相的第1输出与第2输出之和作为控制信号输出给PWM控制变换器，因此至少一相进行比例控制，所以具有起动时不会引起过电流等，另外即使当由于负荷变动而引起直流电压V DC下降时也不会引起过电流，能良好地控制电流的效果。
另外，在根据本发明的PWM控制变换器控制装置中，具有：将通过电抗器与三相交流电源相连、对于三个交流电源提供的交流输入电流进行控制的PWM控制变换器输出的直流电压进行检测的直流电压检测手段，输出直流电压指令值的电压指令输出手段，将电压指令输出手段输出的电压指令值与直流电压检测手段输出的电压检测值进行比较、输出电流基准信号的电压控制手段，将控制信号输出给PWM控制变换器使交流输入电流跟踪由电流基准信号得到的电流指令信号的电流控制手段；由于电压指令输出手段对直流电压检测手段的检测误差进行了补偿运算的电压指令值加以输出。因此具有可以不需要用于补偿直流电压检测手段失调误差及增益误差的电位器等，提高制造及调整时的操作性能的效果。
另外，电压指令输出手段由存储直流电压检测手段所加的已知电压与和已知电压对应的直流电压检测手段检测值之关系的存贮手段、及利用存贮手段存贮的关系对电压指令值进行补偿运算加以输出使PWM控制变换器输出的直流电压为期望值的补偿手段所构成，因此具有可以不需要用于补偿直流电压检测手段失调误差及增益误差的电位器等，提高制造及调整时的控制性能，容易实现自动化的效果。
另外，由于采用PWM控制变换器输出的直流电压作为直流电压检测手段所加的已知电压，因此具有可以不需要特别的电路、采用简单的构成即可进行利用已知电压的电压指令值补偿运算的效果。
另外，电压指令输出手段由存贮直流电压检测手段所设置的基准电压发生手段的电压与和基准电压发生手段的电压对应的直流电压检测手段的检测值之关系的存贮手段、及利用存贮手段存贮的关系对电压指令值进行补偿运算加以输出使PWM控制变换器输出的直流电压为期望值的补偿手段所构成，因此具有可以不需要附加与通常动作时的直流电压VDC同样电平的高电压直流电源、用简单的构成即可进行利用已知电压的电压指令值补偿运算的效果。
另外，在根据本发明的PWM控制变换器控制装置中，具有：将与交流电源相连、对于交流电源提供的交流输入电流进行控制的PWM控制变换器输出的直流电压检测值与电压设定值进行比较、输出电流基准信号的电压控制手段，输出与交流电源同步的交流基准信号的交流基准信号输出手段，将使交流基准信号输出手段输出的交流基准信号振幅随电流基准信号变化的电流指令信号输出的电流指令手段，将控制信号输出给PWM控制变换器使交流输入电流跟踪电流指令信号、至少含有积分要素的电流控制手段；在该PWM控制变换器的控制装置中，当交流输入电流超过设定的限制值时，电流控制手段动作使积分要素急剧减少，因此具有在由于瞬时停电等而造成交流电源电压下降或短时间切断情况下又恢复时不会引起过电流等，能良好地控制交流输入电流的效果。
另外，当交流输入电流超过设定的限制值时，电路控制手段动作使积分要素清零，因此具有在由于瞬时停电等而造成交流电源电压下降或短时间切断情况下又恢复时不会引起过电流等，能可靠地控制交流输入电流的效果。
另外，由于限制值是根据电压控制手段输出的电流基准信号设定，因此具有在由于瞬时停电等而造成交流电源下降或短时间切断情况下又恢复时不会引起过电流等，能良好的控制交流输入电流，特别是当交流输入电流指令值较小时，能更进一步抑制所发生的输入电流检测信号的电流突变的效果。
另外，由于限制值是根据电流指令手段输出的电流指令信号设定，因此限制值根据输入电流波峰值指令信号IPEAK*变化而动作，这样特别在输入电流波峰值指令信号IPEAK*较小的情况下，能加速电流控制器积分要素清零的时间，由于其交流输入电流按指令值流动，控制信号能更进一步加速恢复至必须的电平，能更进一步抑制输入电流检测信号的电流突变。
另外，电流控制手段具有：设定交流输入电流限制值的电流限制电平设定器及电流限制电平设定器设定的限制值与交流输入电流为输入量并当交流输入电流超过上述限制值时输出信号的电流控制器积分清零电路，因此具有在由于瞬时停电等而造成交流电源电压下降或短时间切断情况下又恢复时不会引起过电流等，能良好地控制交流输入电流的效果。
另外，当交流输入电流超过设定的限制值，而且积分要素的正负极性与相对应的相的交流基准信号正负极性为相反极性时，输入电流的电量在该积分要素上积聚至一定数值以上时，电流控制手段动作使积分要素急剧减少，因此具有下述效果：在由于瞬时停电等而造成交流电源电压下降或短时间切断情况下又恢复时不会引起过电流等，能良好地控制交流电流，特别是当输入电流指令值呈阶跃状增大等情况下产生输入电流超调时，其构成不使积分要素的绝对值急剧减少或清零，所以不按照电流控制系统的控制增益设定值，更能抑制电流突变。
另外，在根据本发明的PWM控制变换器控制装置中，具有：将与交流电源相连、对于交流电源提供的交流输入电流进行控制的PWM控制变换器输出的直流电压检测值与电压设定值进行比较、输出电流基准信号的电压控制手段，输出与交流电源同步的交流基准信号的交流基准信号输出手段，将使交流基准信号输出手段输出的交流基准信号振幅随电流基准信号变化的交流指令信号输出的电流指令手段，将控制信号输出给PWM控制变换器使交流输入电流跟踪电流指令信号的电流控制手段；在该PWM控制变换器的控制装置中，当交流输入电流超过设定的限制值时，电压控制手段动作使电流基准信号减少，因此具有下述效果：在由于瞬时停电等而造成交流电源电压下降或短时间切断情况下又恢复时不会引起过电流等，能良好地控制交流输入电流，当输入电流指令值较大、即输入电流波峰值指令信号IPEAK*较大时，更能抑制电流突变。
另外，由于电压控制手段至少具有积分要素，当交流输入电流超过设定的限制值时，电压控制手段动作使积分要素清零，因此具有下述效果：在由于瞬时停电等而造成交流电源电压下降或短时间切断情况下又恢复时不会引起过电流等，能可靠地控制交流输入电流。
另外，当交流输入电流超过设定的限制值时，电压控制手段根据至少比该时刻电流基准信号要减少的电流基准信号作为初始值的时间函数使电流基准信号发生变化，因此具有电流控制器的输入急剧增加，迅速恢复至正确的动作状态的效果。
另外，当交流输入电流超过设定的限制值、而且电流控制手段积分要素的正负极性与相对应的相的交流基准信号正负极性为相反极性时，输入电流的电量在该积分要素上积聚至一定数值以上时，电压控制手段动作使电流基准信号减少，因此具有下述效果：在由于瞬时停电等而造成交流电源电压下降或短时间切断情况下又恢复时不会引起过电流等，能良好地控制输入电流，特别是当输入电流指令值较大、即输入电流波峰值指令信号IPEAK*较大时，更能抑制电流突变，再进一步当输入电流指令值呈阶跃状大大增大等情况下产生输入电流超调时，其构成不使积分要素的绝对值急剧减少或清零，因此不按照电流控制系统的控制增益设定值，更能抑制电流突变。
由上所述，本发明的PWM控制变换器的控制装置适用于例如逆变器装置。