静噪起动D类放大器 D类放大器将一音频信号转换成高频脉冲，该高频脉冲按照音频输入信号打开或关闭输出。某种D类放大器采用脉冲宽度调制器以产生一列宽度随音频信号幅度而变的调节脉冲。宽充变化有脉冲以一固定的频率打开或关闭功率输出晶体管。别的D类放大器依赖脉冲密度调制器。另一种D类放大器可能依赖其他类型脉冲调制器。为了具有启发意义，下面的讨论又涉及脉冲宽度调制器，但熟知此专业的人员知道，D类放大器可以用其他类型调制器组成。D类放大器的输出锁入一低通滤波器，该滤波器将脉冲又转换回放大了的音频信号，驱动一个或多个音频扬声器。这种设计方法产生一个效率大于90％的放大器，它比线性放大器更复杂。
D类放大器需要一个积分器，一个占空比调制器，一个开关前置驱动电路和一个输出滤波器。利用恒定频率、占空比调制(图1)的半电桥D类放大器对开关功率晶体管的方波输出与音频输入求和以提供负反馈。除非采用一个复杂的补偿网络控制滤波器引入的相移，否则不能在低通滤波器之后取反馈。例如，一个双极滤波器会引入180°相移而使电路产生振荡。
方波输出与音频输入同步，但必须去掉载波。积分器对两个信号求和并模拟输出滤波器的效果。电路将合成的误差信号馈入到包含一比较器和三角波发生器(图2和图3)的占空比(duty-cycle)调制器。于是，电路将三角滤与误差信号进行比较，产生调制输出。
调制输出是一方波，方波的占空比正比于输入信号。在半电桥电路中，该调制输出反相驱动上、下两个功率开关；此电路总是驱动一个开关成饱和状态，而关断另一个开关。在这种开关技术的条件下，方波使这种改变状态的开关尽可能地迅速。快速的开关限制开关耗费在线性工作区的时间，从而增加效率和减少热量产生。开关和传导损耗的组合确定了放大器效率的上限。电路滤掉功率开关产生的高频方波，只留下放大了的音频信号。这个信号驱动一个接参考地扬声器负载。
本发明包括一个静噪起动电路，此电路包含：
(a)一个D类放大器，它有一个接收音频信号的输入端；对音频输入信号取样的装置，取样频率远远大于音频输入信号中地最高音频；以及把取样的音频信号与参考电压信号进行比较的装置，比较之后产生一列宽度调制脉冲输出，每个脉冲的幅度为参考电压信号的幅度，而脉冲宽度正比于取样音频信号的幅度，这个脉冲列的频率远远大于所述音频；
(b)一个电桥驱动级电路，它有一个接收D类放大器输出脉冲列的输入端，并且将该脉冲的电压电平从参考电压改变成驱动级电压电平，以及产生功率mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管)门驱动级信号的装置，该驱动级信号包含一列输出驱动级脉冲，此驱动级脉冲宽度正比于取样音频信号，驱动脉冲幅度是驱动级电压电平；
(c)一个放大器，它有一个连接到音频输入信号的第一输入端以及一个经过反馈路径连接到电桥驱动级电路输出的第二输入端，所述放大器在对音频输入积分的第一运行模式与对音频输入求和的第二运行模式之间可以有选择地切换。
本发明还包括一个静噪起动电路，此电路包含：
(a)一个D类放大器，它有一个接收含有误差信号和音频信号输入的输入端；
一个连接到该输入端的积分放大器，它用于对输入信号积分以提供比较器第一输入信号，
一个比较器，它用于对比较器第一输入信号与包含参考振荡器电压信号的比较器第二输入进行比较以产生一列宽度调制脉冲输出，每个脉冲的幅度参考电压信号的幅度，而脉冲宽度正比于取样音频信号的幅度，该脉冲列的频率远远大于所述音频；
开关装置，它有一个禁止位置，连接比较器第一输入端到参考电压源，产生占空比为50％并使积分放大器饱和的比较器输出，以及一个允许位置，使积分放大器的输出逐渐连接到比较器第一输入端并逐渐使积分放大器脱离饱和。
第一个实施例便于用控制回路积分器运行以克服冲击声问题。第二个实施例以PWM(脉冲宽度调制)比较器运行，以克服冲击声问题，该两个实施例分别表示在图4和图5中。
本发明的第一个实施例提供一个输入放大器，它有一个连接到音频输入信号的第一输入端以及一个经过反馈路径连接到电桥驱动级电路输出的第二输入端。该输入放大器有一个开关，此开关有一使输入放大器成为积分放大器的第一位置以及使输入放大器成为对音频输入与反馈信号求和的求和放大器的第二位置。输入放大器实际上在其输出端与其音频输入端之间有两条反馈路径。一条反馈路径包含一求和电阻器，另一反馈路径包含一积分电容器。开关选择两条反馈路径之一。输入放大器开关与求和电阻器串联，所述开关对禁止信号的响应是选择断开和接通经过求和电阻器的反馈路径。带静噪起动电路的D类放大器还可能包含一个电桥驱动级电路和电桥电路。电桥驱动级电路包括多个功率mosfet器件，用于接收来自电桥驱动级电路的输出功率驱动脉冲，以及一个将功率驱动脉冲加在功率mosfet门上以产生有功率电压电平的输出功率电压脉冲的装置。
本发明的另一个实施例采用比较器提供静噪起动。该比较器有第一输入和第二输入，第一输入来自积分放大器，而第二输入来自参考振荡器电压信号。比较器产生一列脉冲宽度调制的输出脉冲，每个脉冲的幅度为参考电压信号的幅度，脉冲宽度正比于取样音频信号的幅度。脉冲列的频率远远高于所述音频。一开关连接到比较器第一输入端，并且对于禁止信号的响应是将比较器的第一输入端连接到静音参考电压源上以产生一个占空比为50％的比较器输出。占空比为50％的输出在输出滤波器上被过滤，在扬声器上不产生电压。在这些条件下，由于控制回路是断开的，积分器就饱和。通常，参考电压是振荡器电压信号中最大电压电平的一半，对于允许信号的响应是，开关逐渐将积分放大器的输出连接到比较器第一输入端，并且逐渐地使积分放大器脱离饱和。开关装置包含一个或多个可变电阻器，当开关装置处于允许位置时，该可变电阻器就会在静音参考电压源与比较器第一输入端之间逐渐地增大电阻，并且逐渐地减少积分器输出端与比较器输入端之间的电阻、静噪起动放大器开关连接到一电流源和一电容上。该电流源和电容在放大器从禁止转变到允许时，用于为开关定时。
本发明现通过举例参照附图给以描述，其中：
图1是现有技术D类放大器的电路图；
图2是现有技术的占空比调制器/比较器部分电路图；
图3是D类放大器输入信号和输出信号的波形图；
图4是静噪起动D类放大器第一个实施例的电路图；
图5是静噪起动D类放大器第二个实施例的电路图；
图6a-6d是图5中电路的电压信号波形图；
图7是图5中所示电路的详细电路示意图；
图8是图7中电路运行特征的波形图。
图4表示D类静噪起动开关音频放大器10的第一个实施例。起动时存在的问题涉及积分器A1。当放大器10起动时，锁存器U1开始输出一禁示信号以阻止电桥12的开关作用，直至有足够的偏置电压。在由R1，C1设定的延迟以后，锁存器U1被锁住，放大器进入允许状态。来自U1的禁止/允许输出是以二极管与另一个信号连接，该信号检测是否有音频信号输入到放大器，为了保存功率，放大器无输入信号时，用“无输入”信号切断经过电桥驱动级14送给电桥12有门驱动信号。电桥驱动级是一个由美国Florida州Melbourne市Harris公司制造和销售的HIP4080A集成电路。起动之后，若检测到一过电流，U1的锁存输出用于禁止放大器输出。切断输出电桥的门驱动信号带来的问题是，不再有任何反馈输入给积分器A1。在这些条件下，积分器A1在供电为正或为负时饱和，其正负取决于输入信号和初始条件。当放大器重新处于允许状态时，产生冲击声。电桥开始开关工作，且误差电压立即将扬声器电压推向最大值。来自扬声器的反馈(未画出)使积分器的输出被修正，并且从其饱和的输出转到跟随输入。在积分器A1和扬声器输出上的巨大电压转变引起一个给扬声器的爆发性冲击声。消除这种冲击声是非常必要的。
模拟开关S1已并入到积分器电路A1。开关S1由禁止信号控制。当输出电桥12处在禁止状态时，S1开关接通，A1变成求和放大器而不是积分器。因为电桥12没有开关工作，扬声器两端的电压下降至零，而A2的输出上升到+6V。在这种线路连接中，A1是一个增益的-R3/R2乘输入的倒相放大器。此处R3的选取是为了在起动之前不使A1饱和。所以，当放大器在允许状态时，电桥开始开关工作而开关S1是断开的。A1的误差电压输出继续跟随输入，正如S1在断开之前一样，所述消除了起动冲击声。
静噪起动放大器的第二个实施例表示在图5中，还表示在图6a-6d和图7中。这个实施例关系到音频集成电路(IC)PWM控制器，其中积分放大器A1是在IC之外。参照图5，当IC U3在禁止状态时，输出端停止开关工作。S3将控制开关S2的静音信号接地，使PWM比较器20的正输入端连接到+6V。当去掉禁止信号时，开关S3允许电流源对静音节点上的电容器22充电，并在开关S2处产生慢变控制电压。开关S2包括图6中有详细描述的传输门(transmission gate)。传输门按照电容器22两端的电压逐渐接通或断开。当控制电压是低时，由于IC U3是在允许状态，输出端开始开关工作。不管误差信号如何，PWM比较器20发出50％方波命令，因为连到比较器正输入端是+6V，这是在比较器负输入端上三角波的中点。H-电桥24的50％占空比输出被过滤，导致负载26两端的电压为零。当控制电压上升时，比较器20的正输入端从+6V参考电压切换到输入。在一段转换时间内，PWM比较器20的正输入端经可变电阻器同时连接到E/A输入端和+6V上。从+6V至E/A的开关转换是在减小PWM正端与E/A之间电阻的同时，慢慢增加PWM正端与-6V之间电阻中实现的。开关转换是故意造成重叠的，使在50％占空比输出与正常运行条件之间允许逐渐转换。这使得在电桥输出仍然主要由+6V参考电压控制时，积分器脱离饱和，从而消除了起动时的瞬变。
起动过程的模拟表示在图6a-6d中。图6a上曲线表示软起动电压，并代表静音管脚上慢升控制电压。图6c表示图5中积分器A1输出饱和到负电源干线，OV。图6d表示输入信号，随着软起动电压上升，积分器从饱和状态恢复到跟随输入。图6c中表示的正向尖刺是一模拟异常，它并不在图6b中出现。图6b代表比较器正端。图6b表示比较器输入正端上+6V参考电压与输入信号之间的平滑转换。
在运行中，当禁止信号在高电平时，输出为禁止状态，开关S3接地，PWM比较器20的正输入端连接到+6V。三角波在+4V与+8V之间变化，所以PWM有50％的占空比。当去掉禁止信号时，开关S3通过静音管脚上的外接电容器22连接到电流源I1。电流I1渐渐将静音管脚上的电容器22*充电到+12V。同时，开关S2逐渐将PWM比较器20的正输入端连接到积分器A1的输出端，并将正输入端与+6V脱离。这种逐渐的连接是由可变电阻器(未画出)实现的，此可变电阻器逐渐增加+6V电源与正输入端之间的电阻并减小A1输出端与PWM比较器正输入端之间的电阻。可变电阻器是N沟道和P沟道MOS场效应管(MOSFETs)，并且是在开关S2的内部，MOSFETs形成传输门，将结合图7给以说明。这就允许A1逐渐脱离饱和，并且跟随加在+6V直流电平上交变的音频输入。
图7表示图5中在S2一种方案的详细示意图。电路有包含晶体管M8与M22的传输门62，包含晶体管M23与M24的传输门60，连接到静音管脚电流源的接通/断开控制门64，以及控制传输门的附加的多个电流反射镜。用UVN标记的管脚连接到芯片电平禁止信号，管脚SS(静噪起动，Silent Start)连接到外部的静音管脚和电容器22。当禁止信号在高电平或UVN在低电平时，由M42选通的电流源P10A断开，而SS管脚即静音管脚由外部装置推向VSS。当SS管脚即静音管脚在VSS上时，晶体管MO克服反射进入M27的10μA电流，将门控制线A拉向高电平。晶体管M28也处在通态，其电流受电阻器29限制。来自M28的电流被M6反射进入M2，并且将门控制线B拉向低电平。在门控制线处于A＝高，B＝低这种状态下，传输门62(M8，M22)断开，传输门60(M23，M24)接通。这就使VREF输入端连接到PWM正输出端。如上所述，VREF连接到+6V，而PWM的正输出端连接到PWM比较器的正输入端。当芯片处于允许状态时，UVN上升到高电平，允许电流源P10A对连接到SS管脚即静音管脚的电容器22充电。当SS管脚即静音管脚电平在VDD的PMOS阈值之内，MO和M24开始断开。当SS管脚即静音管脚继续充电到VDD时，固定电流源M27和M32转变门控制线上的电压。门控制电压A和B如图8中所示。在SS＝VDD，A＝低，B＝高的稳定态，M8与M22(传输门62)接通，M23与M24(传输门60)断开。这就使表示误差放大器或积分器输出的E/A输入端连接到PWM的正管脚，该正管脚以集成电路最高电平连接到PWM比较器正输入端。
在积分器电路A1中放入模拟开关S1以克服D类放大器的起动噪声。A1反馈路径中的电阻器R3避免A1饱和。在另一个实施例中，静噪起动开关将可变电阻器连接到比较器的输入端。该电阻值逐渐增大。