测试数字通信信道的方法和装置 发明背景I.发明领域
本发明涉及采用数字信号的通信系统，尤其涉及评估数字通信信道上的传输质量的新的和改进的方法和装置。II.相关领域的描述
通信系统的发展使得信息信号可以从源地点传送到物理上相异的用户目的地。模拟方法和数字方法均已用来在链接源地点和用户地点的通信信道上发送这样的信息信号。数字方法的趋势是比模拟技术有几个优点，例如包括，对信道噪声和干扰的抗扰度提高，容量增大，通过使用加密时通信的保密性提高。
在一通信信道上从一源地点发送一信息信号时，首先将信息信号转换成适合于在该信道上进行有效发射的形式。信息信号的转换或调制包括通过将合成调制载波地频谱限制在信道带宽内的途径，根据信息信号来改变载波的参数。在用户地点处，从在信道上传播以后接收的调制载波形式，重复原始的消息信号。这样的重复通常是通过采用源发射机所使用的调制过程的逆过程来实现的。
调制也使多址联接，即在公共信道上几个信号的同时发射，得以便利。多址联接通信系统通常还包括多个要求断续服务的远程用户单元，比起连续访问通信信道，断续访问的时间相当短。设计成能够在短时间间隔内与一组用户单元通信的系统称为多址通信系统。
一种特定类型的多址通信系统称为扩展谱系统。扩展谱系统中，所使用的调制技术在通信信道内的宽频带上使发送的信号扩展。一种类型的多址扩展谱系统是码分多址(CDMA)调制系统。其他的多址通信系统技术，比如，时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)以及AM调制方案，比如幅度压扩单边带，在本领域中已为人们所知。但是，比起用于多址通信系统的调制技术来，CDMA的扩展谱调制技术具有明显的优越性。多址通信系统中CDMA技术的使用见转让给本发明受让人的美国专利4,901,307：“采用卫星或地面中继站的扩展谱多址通信系统”，该专利在此引述供参考。
在上述美国专利4,901,307中，揭示了这样一种多址技术，即，每一个都具有收发信机的大量移动电话系统用户用CDMA扩展谱通信信号，通过卫星转发器或地面基站进行通信。使用CDMA通信时，频谱可以重复使用多次，从而使系统用户容量增加。使用CDMA比起使用其他的多址技术具有高得多的频谱效率。CDMA通信系统进一步的例子见也是转让给本发明受让人的美国专利5,103,459：“在CDMA小区电话系统中产生信号波形的系统和方法”，该专利在此引述供参考。
尤其是，在一对地点之间的CDMA系统中进行通信是通过采用独一无二的用户扩展码，在信道带宽上使每一发射的信号扩展来实现的。用与要获取的发射信号相关的用户扩展码，使通信信道中合成信号能量去扩展，从该通信信道获取特定的发射信号。将发射信号分成数个“帧”，每一帧包括一定个数的信息位。通常可以在几个预定数据速率中的一个速率下，发射每一帧中的信息位。
能够向特定的地理区域提供恰当服务的扩展谱(例如CDMA)蜂窝系统的实施包括考虑与系统性能关联的几个因素，例如，通常必须考虑已有频谱的范围，以及与其他邻近通信系统协调的潜力。另外，需要考虑到由热噪声和各用户单元产生的干扰所强加的约束。干扰的估计在CDMA系统中是特别要关心的，这是因为无论在小区覆盖区中的地点如何，功率是在相同的带宽下由用户单元发射的。
当相邻小区使用与给定小区相同或邻近的CDMA无线电信道时，会产生在一给定小区中链接特定基站与用户单元之间的通信信道的干扰。为了在实际情况下估计系统性能，选择几个用户单元，将它们部署在与多个基站相距不同的地方，来估计信道干扰的不同电平。部署系统时，由单元用户根据所接收信号的品质特征，可以确定与相距某一基站不同的地点处的信号传输质量。随后，可以调整各系统参数(例如发射的功率水平)，来改进通信质量。
然而，人们预计，对携带特定类型信息(例如可变或固定速率的帧数据)的数字通信信道的容量进行量化测量会使系统性能的估计更准确。即，系统性能的量化测量在性能数据的积累方面会比实际用户要求的接收信号质量的主观特征更精确。例如，主观估计信号质量无法进行传输统计(例如各数据速率下的帧差错率)的判断。另外，信号质量的量化估计不允许实时检测信道劣化，而产生的位误差率超过预定阈值。这种能力便于识别如此“错误百出”的特定数字数据帧，从而如果想要保持一定的精确度水平而不使用该数字数据帧。
因此，本发明的目的是提供一种在数字通信系统中量化估计通信信道的质量的系统。
发明概述
本发明提供了一种在数字通信系统中测试信号传输质量的系统和方法。在一典型实施例中，本发明可以组合在数字小区通信系统中，其中的信息在多个移动用户之间通过至少一个小区站，在扩展谱通信信道上交换。
本发明设想在通信信道上通过发射一个测试数字数据列来测试数字通信信道。在接收站处接收在通信信道上传送的测试数字数据列，接收站中，还产生复制的测试数字数据列。随后将复制的测试数字数据列与在通信信道上接收的测试数据列比较，来确定在该通信信道上的传输精确度。
本发明使得测试数字数据列能够在一组已知数据速率中的一种速率下传输，配置的接收站识别与每一测试数字数据列相关的数据速率。为了模拟例如话音数据的传输，可以将系统构筑成按照某一伪随机过程产生每一数字数据列。
在一种较佳实施例中，测试序列的传输包含产生第一种多个数据包，这些数据包包含测试数字数据列。按照第一伪随机过程赋给每一数据包许许多多个数据速率之一，并在赋给的数据速率下发送每一数据包。在一典型的实施例中，根据第二伪随机过程产生每一数据包中的位序列。
附图简述
在下文中结合附图对本发明作了详细描述以后，本发明的特征、目的和优点将更为清楚，图中，相同的标号表示的意义相同。其中，
图1描述的是典型的小区用户数字通信系统，其中采用了本发明的通信信道测试技术。
图2描述的是移动单元发射调制器的较佳结构，其中采用了本发明的数字测试系统的发射部分。
图3是从部署在相关小区或区段中的移动单元接收传输信号的小区站接收机的方框图。
较佳实施例的详细描述I.系统概述
一种其中可以采用本发明的通信信道测试技术的典型小区用户数字通信系统如图1所示。图1所示的系统可以采用如本领域技术人员所熟悉的扩展谱技术或其他调制技术，以便在移动单元(如移动电话)的用户与小区站之间进行通信。图1中，系统控制器和交换机10通常包括向小区站提供系统控制的接口和处理电路。当将图1所示的系统构筑成处理电话呼叫时，控制器10选择将电话呼叫从公共交换电话网(PSTN)链接到合适的小区站的路由，将电话呼叫传送到合适的移动单元。本例中，控制器10还用来选择通过至少一个小区站将呼叫从移动单元链接到PSTN的路由。控制器10还通过合适的小区站连接移动用户之间的呼叫，这是因为移动单元通常相互间是不直接进行通信的。
控制器10通常可以通过不同的手段(例如专用电话线、光纤链路或微波通信链路)与小区站耦合。图1中示出了两种典型的小区站12和14，以及移动单元16和18。图中描述和上文中讨论的小区站12和14被认为是服务于整个小区的。然而应当理解，该小区在地理上可以被分成几个区段，每一区段被看成具有不同的覆盖区。因此，这里描述在多个小区情况下，可以进行同一小区的区段之间的切换，当然与小区的情况一样，也可以在区段之间来实现分集。
图1中，带箭头的线20a-20b和22a-22b分别表示小区站12和移动单元16以及18之间可能进行的通信。与此类似，带箭头的线24a-24b和26a-26b分别表示小区站14和移动单元16以及18之间可能进行的通信。小区站12和14通常用相等的功率发射。
按照地形来设计小区站服务区或小区，使得移动单元通常最靠近一个小区站，并且在一个小区区段中，应当将该小区分成区段。当移动单元空闲(即没有呼叫进行)时，该移动单元一直监视来自每一邻近小区站的导频信号发射，以及来自小区被分成区段的单个小区站的情况。如图1所示，导频信号分别在出网通信链路或前向通信链路20a和26a上由小区站12和14被传送到移动单元16。通过比较从小区站12和14发射的导频信号的信号强度，移动单元16可以确定它处在哪一个小区。
通过将移动用户模拟话音信号提供到一数字声码器，由每一移动单元开始话音传输。声码器输出顺序经卷积前向纠错(FEC)编码、64阵列正交顺序编码，并调制在PN载波信号上。64阵列正交序列由沃尔什函数编码器产生。通过从卷积FEC编码器收集六个相继的二进制码元输出来控制该编码器。这六个二进制码元输出一起判断64个可能的沃尔什序列中的哪一个将是要被发送的。该沃尔什序列有64位长。所以，对于一9600bps(9.6kbps)数据传输速率，沃尔什“畴元”速率必须是9600·3·(1/6)·64＝307200Hz。
在移动单元-小区链路(即“后向”链路)，一公共的短PN序列用于系统中所有的话音载波，而用户地址编码是用用户PN序列发生器完成的。至少对于每一呼叫的持续时间，用户PN序列被独一无二地赋值给移动单元。用户PN序列与公共PN序列“异或”，该公共PN序列是长32768增加的最大线性移位寄存器序列。合成的二进制信号接着一个个二相调制一正交载波、被加和形成一混合信号、经带通滤波并变换成一中频(IF)输出。在被典型实施例中，一部分滤波过程实际上是由根据二进制序列输出而工作的有限冲击响应(FIR)数字滤波器来实现的。
调制器输出的功率接着由来自数字控制处理器和模拟接收机的信号的控制，通过与将信号调谐成恰当的输出频率的频率合成器混合而转换成运行的射频频率，并接着放大至最后的输出电平。发射信号接着传送到一双工器和一天线上。尽管本发明可以在扩展谱通信系统中实现，但本发明的原理是参照图2A和2B所描述的数字通信系统的一般表述来描述的。II.测试和信息数据的传输
图2A图2A描述的是移动单元发射调制器30的较佳结构，移动单元发射调制器30中具有本发明的数字通信测试系统的发射部分。在正常工作期间，发射调制器处理数字信息数据，例如，从声码器到多路复用器32的话音信息。如下所述，多路复用器32使控制消息能够在测试模式运行的“暗淡及突发”阶段期间的测试数据一起发射。在运行的测试模式下，测试模式选择开关34响应于从控制处理器(未示出)接收的指令而触发，从而发射调制器30按照测试数据发生电路33所提供的伪随机数据的测试序列而动作。
再参见图2A，在移动单元的正常工作期间，将测试模式选择开关34设置成只有输入线31通过多路复用器32连接到编码器/数字复用器35。在正常模式和测试模式运行时，编码器/数字复用35进行阻塞交织运行。在正常模式运行期间，交织时间间隔最好在通过输入线31与从如声码器接收的数据的单个“帧”期间相等的时间间隔上执行。典型的帧结构见如共同待批的美国专利申请08/117,279：“用于传输的数据格式化的方法和装置”，该专利申请权已转让给本发明的受让人，在此引述供参考。典型帧结构的进一步细节可参见出版的TIA/EIA暂行标准：“用于双模式宽带扩展谱小区系统的移动站-基站兼容性标准”，TIA/EIA/IS-95，1993年7月。
伴随每一声码器帧的是一种本领域技术人员所熟悉的类型的预定循环冗余检验(CRC)码。CRC码用于译码过程(下面描述)，以识别通信信道上的传输期间出现的位差错。正如在下文中将要描述的那样，本发明所设想的通信信道测试技术可以同时使用这样的普通差错检测技术，从而可以更加透彻地以信道精度进行估计。
再参见图2A，在测试模式运行期间，译码器/数字复用器35在与正常模式运行期间使用的交织时间间隔相同的交织时间间隔内工作。然而，在测试模式期间，译码器/数字复用器35处理的是单个测试数据“包”，而不是声码器数据的一个帧。
在典型的实施例中，测试发生电路33所提供的每一测试数据包包含预定长度的伪随机位序列。在伪随机测试数据编码以及接着在通信信道上传送到一接收站以后，将接收的测试数据与在接收站中同步产生的该测试数据的复制比较。按照本发明，根据所接收的和本地产生的测试数据版本之间的比较，可以估计在该通信信道上数据传输的完美程度。
现在更加详细地考虑编码器/数字复用器35的运行，在特定的实施例中，配置编码器/数字复用器35，用64阵列的正交信令技术产生一编码序列输出。在64阵列的正交信令中一组64个可能字符用于数据编码，每一字符被编码成含有64二进制位或“畴元”的长度64序列。假设数据速率是9.6kbps，并且编码速率r＝1/3，则在典型的20毫秒交错周期内产生的编码码元数是576。编码码元由行写入数字复用存储阵列，由列读出。编码重复可以用来容纳由声码器以20毫秒帧为基础产生的四种不同的数据速率。然而，重复的编码码元不是在更低的能量水平上发射到空气中的，而只有一个重复组中的一个编码码元是在额定功率电平下发射的。即，典型实施例中的码元重复仅用作在交织和调制结构中适合于可变数据速率方案的权宜之计。
再参见图2A，在正常和测试模式运行期间，来自编码器35的编码数据被提供至一发射调制器37。调制器电路37用由如64阵列的正交信令构成的调制格式，根据编码器35的数字输出而动作。换言之，交织的编码码元被分成6个一组，从64个正交波形中选出一个波形。
在典型的结构中，数据调制时间间隔等于208.33微秒，并称作为沃尔什码元时间间隔。在9.6kbps下，208.33微秒对应于2个信息位，并等效于等于28800sps的编码码元速率下的6个编码码元。该沃尔什码元时间间隔再分成64个相等长度的时间间隔，称为沃尔什畴元，每一畴元持续208.33/64＝3.25微秒。于是，该沃尔什畴元速率是1/3.25微秒＝307.2kHz。。对于1.2288MHz的特定PN扩展速率，每一沃尔什畴元准确地有4个PN畴元。
正如图2A中所表示的那样，发射调制器36还包括与调制器电路37耦合的发射机38。发射机38中产生的载波信号由调制器电路37输出的数字序列调制。合成的调制载波随后通过天线39传送到一小区站接收机40(图2B)。在一典型的实施例中，与每一帧相关的数字测试包从该小区站处接收的信号中取出，并与本地产生的测试包复制型式比较。在一较佳实施例中，该比较的结果随后由一小区站控制处理器用于有关链接移动单元和小区站的通信信道上数据传输精度的差错统计计算。
这是本发明的有关特征，即从小区站到移动单元的“前向链路”可以独立于“后向链路”或“移动单元到小区”链路而测试。具体说来，当想要估计后向链路的精度时，从移动单元发射后向链路测试包，并在该小区站处进行估计。当测试前向链路时，从小区站发射的测试包在移动单元处接收并分析。III.测试和信息数据的接收
参见图2B，图中示出了用来接收来自部署在一相关小区或区段内的移动单元的发射的小区站接收机40的方框图。在正常和测试模式运行期间，移动单元发射和在天线41上接收的信号被提供到模拟接收机42。在接收机42内，从天线41接收的信号经放大、下变频至中间频率、带通滤波并由模-数转换器取样。
在接收机40的典型CDMA结构中，被接收信号的时序是用例如熟知的技术，即用略早的本地参考PN码使接收信号相关以及使接收信号与略迟的本地参考PN码相关来跟踪的。如果没有定时误差，则这两个相关之间的差平均为零。相反，如果存在定时误差，则该差值将指出该误差的幅度和符号，并且接收机的定时作相应的调整。
来自接收机42的数字化输出被看作是要提供到解调器44的。响应于接收信号能量的解调器44中产生的数字编码序列被提供到识别某一特定移动单元发射的正交码序列的译码器/解数字复用器45。即，译码器/解数字复用器45恢复发射调制器30(图2A)发射的输入数字数据，并将结果提供给去多路复用器47。当在测试模式运行的“暗淡和突发”阶段已经发射了控制消息和测试信息时，去多路复用器47识别测试/消息数据的每一链接帧的第一位。随后，包含每一链接帧的合成位序列被二分叉成接收控制消息数据序列和接收的数字测试数据包。正如图2B所指出的那样，接收的控制消息数据在“暗淡和突发”测试模式运行期间，由去多路复用器47输出至小区站控制处理器。
在测试模式运行和正常模式运行期间，去多路复用器47将接收的测试数据和消息数据分别提供到测试模式选择开关48。开关32和48的工作是同步的，从而在正常模式运行期间，测试模式选择开关48被设置成将由译码器/解数字复用器45输出的经恢复的数字信号的路由选择成通往小区站控制处理器。在测试模式运行期间，开关48有效地将译码器/解数字复用器45的输出链接到数字比较器49。
如图2B所示，数字比较器49还从测试数据复制电路50接收接收的测试包的本地产生的复制形式。在这种较佳结构中，小区站控制处理器调整测试数据复制电路50的定时，从而建立起与测试数据发生电路33的同步。随后，在比较器49内比较与给定帧相关的包含接收测试包的数字位序列和包含复制的测试包的数字位序列。
如图2B所示，每一这样的比较结果存储在帧误差存储器52中。帧误差存储器52最好能够存储与某一特定的帧相关的接收测试数据序列与复制的测试数据序列的相应位之间存在的“位差错”数。正如将在后文中将要描述的那样，帧误差存储器52内的信息随后可以由小区站控制处理器用来计算要求的一组帧误差统计。IV.测试包产生
正如下文中讨论的那样，本发明的优点是在不修改已有信令格式的情况下进行测试。即，提供了普通的帧类型指示，同时在测试模式运行期间，产生在通信链路上传输的测试序列。另外，本发明提供可变速率测试包的能力使得能够估计携带话音数据等的通信信道的能力。
如上所述，固定速率或可变速率数据可以在测试模式运行期间由测试数据发生电路33提供。在典型的结构中，数据发生和复制电路33和50能够在至少一组预定速率(例如，9.6kbps，4.8kbps，2.4kbps或1.2kbps)下产生测试数字数据包。接着考虑将9.6kbps的数据速率作为“全速率”数据(即速率1)，将4.8kbps的数据速率作为“半速率”数据(即速率1/2)，将2.4kbps的数据速率考虑作为“四分之一”数据(即速率1/4)，而将1.2kbps的数据速率考虑作为“八分之一”数据(即速率1/8)。除了在多路复用器32中将控制信息与小于全速率测试序列组合在一起的“暗淡和突发”运行以外，在固定速率的测试期间，包含每一测试包的位序列通常是在相同的速率下传送的。
按照本发明的一个方面，话音通信是通过根据四状态、第二阶Markov过程选择传送相继测试数据包的速率来模拟的，上述Markov过程中的当前Markov“状态”是前面两个测试包的数据速率的函数。但是应当理解，在其他的实施例中，可以采用区分阶和/或状态的Markov过程。在第二阶Markov过程的情况下，可以利用使用十六状态、第一阶Markov链的等效表述。模式中的每一状态是由与相继话音帧的前面一对相关的话音速率(例如全速率、半速率、四分之一速率或八分之一速率)来定义。例如，状态“0”对应于用全速率话音活动为特征的前一对相继帧。下面的表I列出了定义每一个这样的Markov状态的先前话音速率对。
表I 先前帧(N-1)的帧速率 当前帧(N)的帧速率 Markov状态 1 1 0 1 1/2 1 1 1/4 2 1 1/8 3 1/2 1 4 1/2 1/2 5 1/2 1/4 6 1/2 1/8 7 1/4 1 8 1/4 1/2 9 1/4 1/4 10 1/4 1/8 11 1/8 1 12 1/8 1/2 13 1/8 1/4 14 1/8 1/8 15
因此，在设计近似话音通信的测试期间，每一测试包的数据速率是按照表I表示的伪随机过程来选择的。正如将在下文中说明的那样，固定速率测试和可变速率测试中所使用的数据包中的位序列也是用规定的伪随机过程产生的。用数据发生和复制电路33和50进行的位序列发生过程的同步使得可以在小区站中准确复制要产生的每一发送的数据包。
现在参照表II，表中列出了包含一组在各种数据速率下发送的典型数据包的序列中所包括的位的个数。例如，在由表II所代表的实施例中，速率1包包括在全速率(例如9.6kbps)下发射的171个位的位序列。速率1/2包是在全速率的二分之一(例如4.8kbps)下发射的，速率1/4包是在全速率的四分之一(例如2.4kbps)下发射的，速率1/8包是在全速率的八分之一(例如1.2kbps)下发射的。对编码器/数字复用器35编程，以重复小于全速率的数据速率的编码码元。对全、二分之一、四分之一或八分之一速率的测试数据包来说，每一码元将被分别输出1、2、4、8次。因此，每一包中包括的位的个数将以表II表示的方式、以数据速率和包大小保持不变的积的顺序来变化。这样，就建立起每一帧的编码码元的等效数，并在数据速率小于全速率的帧出现恰当的编码码元重复。
表II 包类型 每一帧的测试位 速率1 171 速率1/2 80 速率1/4 40 速率1/8 16 空白 0
正如上文中指出的那样，在“暗淡和突发”测试数据传输期间，多路复用器32将控制消息与包含小于全速率(即速率1/2，速率1/4或速率1/8)的数据包的测试位组合。在一典型的实施例中，在“暗淡和突发”模式运行期间，每一帧的链接控制消息和测试数据是在全速率下发射的。例如，当产生速率1/8测试包(即16位的测试数据)时，在用于传输的该帧中，一个相当长的控制消息数据包(即152位的控制消息数据)被组合起来。这样，发射的测试位的个数是“暗淡的”，以便使一“突发”的控制消息信息能够在测试过程中被传送出去。
在某些情况下，可以要求发射具有跨越整个帧长度的控制消息。在这种情况下，仅包括控制消息信息(即0位的测试数据)的“空白和突发”帧由移动单元发射。在一种典型的实施例中，(以附加位的形式)设置一标志，从而规定在运行的“暗淡和突发”阶段发射的测试包和控制消息数据的大小。类似地，“空白和突发”传输也可以通过在辅助发射的字段(即附加位)中设置一标志来识别。关于帧结构中标志的细节可参见技术标准TIA/EIA/IS-95和上面提到的待批的专利申请08/117,279。V.测试包复制
在小区站接收机40中，每一接收的数据包的位速率是由译码器45确定的。在一个典型的实施例中，译码器45用来实施一Viterbi译码算法，该算法中，最可能的译码序列是相对于每一接收的测试数据包而确定的。由于译码器45是不预先知道与每一接收帧相关的编码码元重复程度的，所以必须在每一可能的数据速率下试图进行译码。一典型的Viterbi译码器见共同待批的美国专利申请08/126,477中的描述，该专利申请的标题是“用于CDMA系统的多速率串行Viterbi译码器”，已转让给本发明的受让人，在此引述供参考。
在识别了与特定接收帧相关的数据速率以后，测试数据复制电路50将恰当形式的本地产生的测试数据包提供给数字比较器49。具体说来，速率1、速率1/2、速率1/4、速率1/8、空白、具有位误差或帧质量不够格的速率1的帧类型由电路50提供到比较器49。另外，表III列出了在没有暗淡和突发或空白和突发发射的情况下，提供到比较器49的给定帧类型的测试包中的位个数。表III中列出的第一个五种类型的本地产生的包对应于表II中列举的五种类型的发射的包。例如，当判断在没有检测到任何CRC差错而接收到一全速率的测试数据帧时，速率1包由复制电路50提供到比较器49。再有，在对每一接收的帧进行译码时，与其一起接收的CRC编码信息用普通技术进行处理，以便识别发射期间的位误差。
类似地，当判断在没有CRC差错而分别接收到半速率、四分之一速率和八分之一速率帧时，速率1/2、速率1/4和速率1/8包由复制电路50提供到比较器49。当判断已经设置了接收帧的“空白和突发”标志时，一空白包被提供到比较器49。如果检测的CRC误差使得接收帧的质量被认为是不足以进行精确的速率判断，那么由测试数据复制电路50提供一删除帧。提供的删除帧不包含任何位。
表III 包类型 每一包的测试位 速率1 171 速率1/2 80 速率1/4 40 速率1/8 16 空白 0 具有位差错的速率1 171 不合格的帧质量(删除) 0
测试数据复制电路50产生的测试包与下面讨论的数据包发生算规一致。正如上面指出的那样，在“暗淡和突发”模式运行期间，设置一标志，该标志表示测试包和伴随的控制消息数据的大小。这使得恰当大小的测试包能够在对来自接收测试序列的控制消息进行去多路复用以后，被提供到数字比较器49。VI.数据包产生
在一较佳实施例中，测试数据发生和复制电路35和50用来通过产生具有预定长度的相同伪随机序列，在每一测试数据包中产生位序列。具体地说，配置的电路33和50用来按照下面的线性同余数生成程序(congruential generator)产生用于每一数据包的31位伪随机数：
xn＝(a)·(xn-1)(mod m)这里，xn-1和xn表示该程序的相继整数输出。在一种较佳结构中，选择参数“a”和“m”，从而
a＝75＝16807，并且
m＝231-1＝2147483647。
在移动单元发射机30与小区站接收机40之间的后向链路信道的测试期间，每次一预定异或运算结果的最小有效9位变成与唯一识别特定移动单元的32位电子顺序号的最小有效9位时，电路33和50中的相同随机数发生器被重新初始化。具体说来，每次具有预定掩膜序列(例如’0101 0101 0101 0101 0101 0101 01010101’)的帧数(即自上次初始化以来发射的帧的#)逐位异或的最小有效9位变成与ESN的最小有效9位相同时出现随机数发生的再初始化。不同的“籽晶”(seed)用来使用于前向话务信道和后向话务信道的随机数发生器再初始化。选择x0的初始“籽晶”值，使之基于与用后向链路“籽晶”屏蔽(‘0101 0101 0101 0101 0101 01010101 0101’)在再初始化时32位帧数的逐位异或结果等效。
在每次再初始化期间，在产生用作第一帧中包括的一个或多个链接随机数串的第一个(或者对1/8包是唯一的一个)的值(即x3)之前随机数发生器经三次迭代。这种经多次迭代确保了用相同过程的相邻移动站处产生的测试序列将被恰当去相关。在变速率测试期间，产生的第一随机数(即x3)还用来以下述方法选择第一帧的数据速率。
初始的三次迭代执行如下：
x0＝seed，
x1＝a·x0mod m，
x2＝a·x1mod m，以及
x3＝a·x2mod m。
通过取xn的24个最大有效位，可以将xn的每一值转换成相应的24位伪随机数yn。即，yn是xn/128的整数部分。第n个这样的24位数yn可以用二进制形式表示成：
yn，23yn，22yn，21yn，20…yn，3yn，2yn，1yn，0，这里，yn，23表示yn的最大有效位。
再参见变速率测试，对于速率1帧，在x3项产生以后，迭代六次随机数发生器，以便提供测试包序列中包括的其余位。除了三个预定位以外，速率1包由24位值y3到y10组成，最好全部为“0”，以填满171个位测试包。对于速率1/2包，在接着产生x3项以后，随机数发生器被迭代三次，以便提供测试包序列中包括的其余位。速率1/2包由24个位值y3到y5和值y5的8个最大有效位组成，以填满80位测试包。对于速率1/4包，在接着产生x3以后，随机数发生器被迭代一次，以便提供测试包序列中包括的其余位。速率1/4包由24个位值y3到y5和值y5的16个最大有效位组成，以填满40位测试包。对于速率1/8数据帧，相应于初始值x3的随机数y3的16个最大有效位包含整个测试包序列。应当注意，当选择速率1包并且存在要在模式运行的“暗淡和突发”阶段中传送的控制消息数据(例如信令或二级话务数据)时，如上所述产生速率1测试包，但速率1/2包提供到多路复用器32。另外，当存在要在测试模式运行的“空白和突发”阶段中传送的控制消息数据时，产生速率1测试包，但提供一空白包(即测试数据的0位)。
在固定速率测试中，在选择的固定速率下进行的测试期间，对所有的帧产生相同速率的测试包。例如，在9.6kbps、4.8kbps、2.4kbps或1.2kbps下，如上所述，随机数发生器对速率1迭代七次，对速率2迭代四次，对速率1/4迭代二次，对速率1/8迭代一次，以便提供测试位的必要个数。
在另一个实施例中，小区站和移动站之间的前向通信链路可以与(或者取而代之)移动站和小区站之间的后向通信链路同时测试。测试前向链路时，小区站中包括有大体与发射机30(图2A)相同的发射机，并且大体与接收机40(图2B)相同的接收机放置在移动单元内。在一种较佳结构中，当具有前向链路屏蔽(例如‘00101010 1010 1010 1010 1010 1010 1010’)的帧数的逐位异或结果的最小有效9位变成与移动站ESN的最小有效9位等效时，对在前向链路测试期间采用的随机数发生过程再初始化。因此，尽管前向和后向链路随机数发生过程的再初始化将出现不同时间，但每一过程对每512帧再初始化一次。VII.帧速率选择
再参照表I，在一典型的实施例，在按照16状态第一阶Markoc链选择的速率，产生为模拟语音而设计的一系列测试包。如表I所示，Maekov链的状态是由与两个先前的测试包相关的数据速率定义的。如从表I可以理解的那样，每一状态能够在某一特定帧完结时，被转换成最多四种状态中一个状态。例如，由于当第N(即当前的)帧的速率和第(N-1)个帧的速率为1时存在“状态0”，那么状态0转换成的任何状态的第(N-1)个帧的速率也必须是1。所以，状态0只可以转换成状态0、1、2和3；而状态1只可以转换成状态4、5、6和7。一般说来，状态“M”可以转换成最多的状态(4·M)模16、(4·M+1)模16、(4·M+2)模16和(4·M+3)模16。
现在参见表IV，表中编撰了一组累计几率值，表示第(N+1)个语音帧将处在特定速率下的可能性，该特定速率是第n个语音帧处存在的Markov状态的函数。表IV中累计几率中的每一个被取比例，以落在0到32,768的范围内。即，32,768的入口对应于“1”的几率，0的入口对应于累计零的几率，等等。例如，假设第n帧的Markov状态是0，表IV规定，存在第(N+1)帧的数据速率处在1/8速率或1/4速率下的零几率。类似地，存在第(N+1)帧处在1/2速率的2916/32,768的几率，以及第(N+1)帧将处在全速率的(32,768-2916)/32,768的几率。表IV中的入口代表了典型的一组从经验得到的语音参数，它被理解为可以修改这些入口的值，从而模拟(model)其他的可变速率过程。
表IV 第N帧 的状态 第(N+1)帧速率的累积概率 速率1/8 速率1/4或1/8速率1/2、1/4或1/8 0 0 0 2916 1 0 20906 25264 2 0 0 0 3 0 0 0 4 0 0 4915 5 0 17170 24969 6 21856 25887 27099 7 0 0 0 8 0 0 4522 9 0 5472 16384 10 21856 21856 24576 11 28246 29622 30802 12 0 0 5472 13 0 6554 6554 14 28377 28934 29491 15 29753 32473 32571
如上所述包含全部或部分给定帧测试包序列的24位伪随机数yn还可以用来便于进行后续帧的数据速率的随机选择。尤其是，从与第N帧关联的24位随机数yn的15个最小有效位形成伪随机数zr，因而值的范围是从0到32,768。通过将zr的值与对应于第n帧的Markov状态的表IV的行中入口比较来确定第(N+1)帧的数据速率。一般说来，如果zr的值大于或等于列“i-1”中的入口并小于第“i”列中的入口，则选择速率Ri。
举例来说，表IV表示如果第n帧的Markov状态是6，并且zr小于21856，那么第(N+1)帧的数据速率选择为速率1/8。即，在第(N+1)帧期间，在测试发生和复制电路中产生速率1/8测试包。再考虑第N帧的Markov状态为6的情况，当zr大于或等于21856但小于25887，则第(N+1)帧的数据速率选择为速率1/4，并产生速率1/4测试包。类似地，如果zr大于或等于25887但小于27099，则第(N+1)帧的数据速率选择为速率1/2，并产生速率1/2测试包。最后，如果zr大于或等于27099，则第(N+1)帧的数据速率选择为速率1，并产生速率1测试包。
在一典型的实施例中，在测试数据发生电路33和50初始化以后，将Markov链设置为状态15。在电路33和50中的随机数发生器接着再初始化以后，使Markov链的状态再复位至状态15。VIII.帧差错统计的累积
现在参见表V，表中列出了移动单元控制处理器存储器(未图示)中累积的一组发射帧计数器。表V中使用的注释RTn表示与移动单元在测试初始化以后发射的第n帧相关的数据速率。对于测试初始化以后发射的每一帧，移动单元控制处理器使表V中包括的计数器中恰当的一个递增。
类似地，表VI中包括了一组典型的基站控制处理器存储器(未图示)中累积的接收帧统计。表VI中使用的注释RRn表示与测试初始化以后基站接收的第n帧有关的数据速率。另外，术语“CRC差错”表示译码过程中检测的CRC差错。类似地，短语“测试序列差错”表示在接收和相应复制的测试包序列的逐位比较期间数字比较器49检测到的一个或更多个位差错。对于在测试初始化以后接收的每一帧，基站控制处理器使表VI中包括的计数器中恰当的一个递增。表VI中的计数器是根据多达几个速率判断运算的结果来递增的。这些运算可以包括如Viterbi译码过程、CRC差错检验和各能量测量技术。
在一个典型的实施例中，第一速率判断方法是用上述由译码器45执行的Viterbi译码过程来实现的。在Viterbi译码期间未检测但以后在数字比较器49中执行的测试数据比较期间检测的位差错也记录在表V中。在特定的结构中，表V的内容可以在基站控制处理器存储器中复制，但表VI的内容是在移动站控制处理器存储器中复制的。
表V 计数器名称 说 明 MSO2_T1RTn为1时发射的速率1包数 MSO2_T2RTn为1/2时发射的速率1/2包数 计数器名称 说 明 MSO2_T3RTn为1/4时发射的速率1/4包数 MSO2_T4RTn为1/8时发射的速率1/8包数 MSO2_T5RTn为1时发射的“暗淡和突发”包数 MSO2_T6RTn为1/2时发射的“暗淡和突发”包数 MSO2_T7RTn为1/4时发射的“暗淡和突发”包数 MSO2_T8RTn为1/8时发射的“暗淡和突发”包数 MSO2_T9RTn为1时发射的“空白和突发”包数 MSO2_T10RTn为1/2时发射的“空白和突发”包数 MSO2_T11RTn为1/4时发射的“空白和突发”包数 MSO2_T12RTn为1/8时发射的“空白和突发”包数 MSO2_R1在给定RRn为1而没有CRC或测试序列差错时接收的速率1包数 MSO2_R2在给定RRn为1时接收的“暗淡和突发”包数 MSO2_R3在给定RRn为1时接收的“空白和突发”包数 MSO2_R4给定RRn为1，在没有CRC差错以及没有“暗淡和突发”时接收的速率1/2包数 MSO2_R5给定RRn为1，在没有“暗淡和突发”时接收的速率1/4包数 MSO2_R6给定RRn为1，在没有“暗淡和突发”时接收的速率1/8包数 MSO2_R7给定RRn为1，在检测到CRC差错时接收的速率1包数 MSO2_R8给定RRn为1，以不够格的帧质量接收的包数 MSO2_R9给定RRn为1，不存在CRC差错，但有检测的测试序列差错时接收的速率1包数 计数器名称 说 明 MSO2_R10给定RRn为1/2，不存在CRC差错时接收的速率1包数 MSO2_R11给定RRn为1/2，接收的“暗淡和突发”包数 MSO2_R12给定RRn为1/2，接收的“空白和突发”包数 MSO2_R13给定RRn为1，在没有CRC或测试序列差错时接收的速率1/2包数 MSO2_R14给定RRn为1/2，在没有“暗淡和突发”时接收的速率1/4包数 MSO2_R15给定RRn为1/2，在没有“暗淡和突发”时接收的速率1/8包数 MSO2_R16给定RRn为1/2，在具有检测的测试序列差错时接收的速率1包数 MSO2_R17给定RRn为1/2，在帧质量不够格时接收的包数 MSO2_R18给定RRn为1/2，在具有检测测试序列差错时接收的速率1/2包数 MSO2_R19给定RRn为1/4，在没有CRC差错的情况下接收到的速率1包数 MSO2_R20给定RRn为1/4，接收到的“暗淡和突发”包数 MSO2_R21给定RRn为1/4，接收到的“空白和突发”包数 MSO2_R22给定RRn为1/4，在没有CRC差错，且不存在“暗淡和突发”情况下接收到的速率1/2包数 MSO2_R23给定RRn为1/4，接收到的正确速率1/4包数 MSO2_R24给定RRn为1/4，在不存在“暗淡和突发”情况下接收到的速率1/8包数 MSO2_R25给定RRn为1/4，接收到有检测测试序列差错的速率1包数 MSO2_R26给定RRn为1/4，接收到的帧质量不合格的包数 MSO2_R27给定RRn为1/4，接收到的具有检测测试序列差错的速率1/4包数 MSO2_R28给定RRn为1/8，接收到不存在CRC差错的速率1包数 MSO2_R29给定RRn为1/8，接收到的“暗淡和突发”包数 MSO2_R30给定RRn为1/8，接收到的“空白和突发”包数 MSO2_R31给定RRn为1/8，在有CRC差错且不存在“暗淡和突发”情况下的速率1/2包数 MSO2_R32给定RRn为1/8，接收到不存在“暗淡和突发”的速率1/4包数 MSO2_R33给定RRn为1/8，接收到的正确速率1/8包数 MSO2_R34给定RRn为1/8，接收到具有检测测试序列差错的速率1包数 MSO2_R35给定RRn为1/8，接收到帧质量不合格的包数 MSO2_R36给定RRn为1/8，接收到具有检测测试序列差错的速率1/8包数 MSO2_R37给定RRn为“m”时的正确速率“m”包数，所以：(MSO2_R37＝MSO2_R1+MSO2_R13+MSO2_R23+MSO2_R33) MSO2_R38差错情况下接收到的速率1包数，所以：(MSO2_R38＝MSO2_R4+MSO2_R5+MSO2_R6+MSO2_R7+MSO2_R8) MSO2_R39全部的坏帧数，所以：(MSO2_R39＝MSO2_R14+MSO2_R15+MSO2_R16+MSO2_R17+MSO2_R18+MSO2_R19+MSO2_R22+MSO2_R24+MSO2_R25+MSO2_R26+MSO2_R28+MSO2_R31+MSO2_R32+MSO2_R34+MSO2_R35+MSO2_R38)IV.帧差错速率的计算
表V和VI中编写的帧传输和差错统计可以用来计算与各种帧速率下的传输有关的一组帧差错率。移动单元和小区站之间后向链路上的全速率、1/2速率、1/4速率和1/8速率传输的典型的一组帧差错率(FER)可以按照下面的表达式来确定：
FER全速率＝1-MOS2_R1c/MSO2_T1m，
FER1/2速率＝1-MOS2_R13c/MSO2_T2m，
FER1/4速率＝1-MOS2_R23c/MSO2_T3m，以及
FER1/8速率＝1-MOS2_R33c/MSO2_T4m，这里，移动站内递增的计数器是由下标“m”识别的，并且小区站中递增的计数器是用下标“c”来表示。注意，上述典型的一组帧差错率表达式与在特定测试时间内传送的暗淡和突发帧以及空白和突发帧的个数无关。
类似地，表V和VI中编写的帧传输和差错统计可以用来计算与各种帧速率下在前向链路上的传输有关的一组帧差错率。从小区站到移动单元的前向链路上的全速率、1/2速率、1/4速率和1/8速率传输的典型的一组帧差错率(FER)可以按照下面的表达式来确定：
FER全速率＝1-MOS2_R1m/MSO2_T1c，
FER1/2速率＝1-MOS2_R13m/MSO2_T2c，
FER1/4速率＝1-MOS2_R23m/MSO2_T3c，以及
FER1/8速率＝1-MOS2_R33m/MSO2_T4c，这里，移动站内递增的计数器再次由下标“m”标识，并且小区站中递增的计数器是用下标“c”来表示。这一组典型的前向链路帧差错率表达式也与传送的暗淡和突发帧以及空白和突发帧的个数无关。
发明人注意到，小区站计数器MSO2_T1c、MSO2_T2c、MSO2_T3c和MSO2_T4c的值可以通过将相应移动站计数器的值加和来估算。类似地，移动站计数器MSO2_T1m、MSO2_T2m、MSO2_T3m和MSO2_T4m的值可以通过将相应基站计数器的值加和来估算。
前文中对本发明较佳实施例的描述使本领域的技术人员可以使用本发明。对这些实施例所作的各种改进对本领域的技术人员来说是明显的，在不借助于发明人的情况下，还可以将这些基本原理应用于其他实施例。所以，本发明并非仅限于这些实施例，应当从最大的范围来理解本发明的原理和新特征。