多逆变器系统 本发明涉及一种获得几千伏高电压输出的逆变器系统，更详细地说，涉及一种使用多个单位逆变器，来获得高电压输出的多逆变器系统。
迄今，为了节能大量需要以变速驱动操作的AC电动机，尤其是目前的高压电动机。尤其是，需要高压驱动系统，它可直接应用于目前的高压电动机，例如日本的3kV系统、6kV系统和外国的4.2kV系统与2.4kV系统。
至今，一般为获得高压而构成电源转换系统的方法是一种串联多个变压器的次级绕组的方法，如日本电气学会(1995年7月)发表的，题为“多电源转换器及其应用技术”的技术报告中第3节所述的那样。
图1示出了到目前为止现有的高压12相逆变器系统的例子。
该逆变器系统由整流器110，将AC转换成DC；DC平滑电路120，包括一个电抗器121和一个电容器122；逆变器电路130和131，将DC转换成任意的频率地交流；变压器140和141以及负载150组成。
这种电路构成为，共同使用整流器110的DC输出，为这个DC电压设置有多个逆变器电路130、131，以及把输出变压器140、141的次级边绕组串联连接起来，以便获得所希望的高压。
控制电路包括：速度指令单元162；决定逆变器电路130、131输出频率的发射器(OSC)163；将来自发射器163的信号分配给逆变器电路130、131中的半导体器件的配电器(RING)164；放大器165；电压控制电路(AVR)166；决定整流器110的栅控信号相位的移相器(CPHC)167；电压检测变压器143，检测输出变压器140、141的输出AC电压；并借助于防止反向电流二极管144把用电压检测变压器143检测后的电压输入到比较器134的一个输入端；把从速度指令单元162来的指令输入到另一个比较器145的输入端并把由比较器145获得的信号差送给电压控制电路166。
图2所示的电路在结构上是通过输出变压器140、141把多个相互隔离的逆变器电路130、131结合起来以便获得高压，除这些元件外，如图1中所示的那些同样的其它组成元件，都用与图1同样的标号表记并省去其说明。
该电路是这样的结构，即为从整流器110、111来的各输出设置一个逆变器电路，并将输出变压器的次级绕组串联连接起来，以便获得所希望的高压。
在图1和图2所示结构的情况下，输出变压器140、141分别被用作逆变器电路130、131的输出，因此安装它们所需的面积变大了。而且，为使输出变压器140、141能耐受自低频的使用，会有这样的缺点，其外形变得比固定频率的原变压器要大。
并且，近年来已研制出图3所示的中性点箝位3电平逆变器，并投入实用。该逆变器通过整流器12，将从AC电源11的AC输出转换成DC，用电容器13、14平滑后把由3电平逆变器电路获得的AC输出送给负载电动机16。该逆变器电路包括自关断半导体器件S1～S4，例如由栅控断开晶闸管(GTO)和二极管D1～D6构成。而且，P、N表示控制总线，C表示中性点电位。
如图3所示的多电平逆变器存在的经济问题是：由于电路电压等于输出电压，就需要串联连接半导体器件，并且由于绝缘电压强度变高，系统尺寸就变大。
就如上所述的现有系统而言，存在着如下所示的问题。当包括高压逆变器时，作为技术问题，要指出下列各点。
(1)若不串联连接各半导体器件而构成逆变器电路，就需要输出变压器，这是不经济的。
(2)若串联连接各半导体器件，则可以除去输出变压器，但系统不可能成为完全可靠，因为必须选择要串联连接的半导体器件，并且使栅极控制变得复杂。
(3)在半导体器件的串联结构中，势必限制谐波的减少，因为输出边的谐波成分决定于半导体器件的PWM开关频率。
(4)只要构成主电路的许多半导体器件中的一个损坏了，系统就不可能继续工作，在一个需要继续工作的系统中就成为问题。
尤其是，当把通过连接多个单位逆变器串联的输出边获得的高压输出供给AC负载时，就有如下所示的问题。
图4示出了使用这种现有多逆变器系统的具体电路的例子。图4所示的结构说明如下。也就是，该电路设置有整流器A2，它将AC电源A1的AC电压转换成DC电压；一个单位逆变器A9，借助于平滑电容器A3与整流器A2并联，该逆变器设有四个桥接的半导体器件A5、A6、A7、A8，例如IGBT之类，和栅极控制器A40，其把触发指令以规定的顺序送给半导体器件A5～A8，它们构成了单位逆变器A9。
虽然图4中未画出来，但是多个逆变器9同所述的结构一样包括设有同样的平滑电容器A3，把单位逆变器A9的输入边连接到与之并联的整流器A2上，而单位逆变器A9的输出边串联连接起来，把AC负载A10，例如感应电动机连到这样连接的多逆变器的输出边。
单位逆变器设置有下述的旁路电路，以保护单位逆变器A9。旁路电路连到AC负载A10的输入边两总线之间，且由旁路开关A41构成。该旁路开关A41包括，例如，晶闸管，一个由连接在该旁路开关A41与AC负载A10间的二极管A42、A43、A44、A45组成的二极管桥，一个电流检测器A46用以检测负载电流和一个开关操作电路A47，当电流检测器A46检测到的电流值超过预定值时，该电路将ON指令送给旁路开关A41。
旁路电路除单位逆变器A9外，在其他单位逆变器中也具有同样结构。
在图4中，当单位逆变器A9处于正常状态而没有发生短路等时，该旁路开关A41保持OFF状态，因此毫无作用。
然而，当多个单位逆变器A9的一个中的半导体器件A5、A8没有完全短路，但除短路外，例如，IGBT的搭接线、用电流检测器A46测到的电流值超过规定的值时，于是开关操作电路A47工作并且旁路开关A41转向ON。结果，流到负载A10的短路电流就按箭头的方向流动。
以上的动作为理想电路的情况，其中从电流检测器A46检出一个不正常单位逆变器A9至旁路开关A41导通期间没有动作延迟。但实际上存在动作延迟。因此，由于单位逆变器A9短路的结果，短路电流流向AC负载A10，除非一旦停止短路单位逆变器A9的工作，否则AC负载A10可能被烧毁。
为了改进如上所述的问题而作出了本发明，本发明的一个目的是提供一种经济的多逆变器系统，它不需要输出变压器，尺寸小但能获得高压输出，能够减少负载边的高次谐波而且还减少了输入电源的谐波电流。
此外，本发明的另一个目的是提供一种能使AC负载连续工作的多逆变器系统，即使在至少一个单位逆变器上发生短路和其它事故时也不会中断其余好的单位逆变器的工作。
为了达到所述目的，在本发明的多逆变器系统中，包括：各相具有多个次级绕组的输入变压器；以及多个串联连接的单位逆变器单元，用于构成n级，并且与输入变压器结合将电源供给多相负载，输入变压器在次级边设有3n组三相绕组，变压器的每相不同相位的次级绕组与在第n级上的各相上的单位逆变器单元连接。
进而，为了达到所述目的，本发明的多逆变器系统包括：3n组具有多个三相次级绕组的输入变压器；至少一个三相逆变器；以及多个单相逆变器单元；在各相单相逆变器单元被串联连接，用于构成(n-1)级，并且与三相逆变器的每个相同相连接，以便将电源供给一个多相负载。
根据本发明，当具有多次级绕组的变压器与单位逆变器单元组合时，就可以获得更经济的多逆变器系统，本系统不需要输出变压器并能由小尺寸的系统获得高压输出，且减少负载边的高次谐波以及电源系统的谐波电流。
并且，为了达到所述目的，本发明的多逆变器系统在结构上是：对于各相的n个单位串联连接的单位逆变器单元设置了n个输入变压器，所述输入变压器具有三组次级三相绕组，这些三相绕组分别具有π/3n的相位差，并且在各相上相位不同的所述次级绕组与各相的第n级上的所述单位逆变器单元连接。
并且，为了达到所述目的，本发明的多逆变器系统包括：整流器，用于将AC电源转换成DC电源；一组逆变器，用于将所述整流器的DC电源转换成AC电源，它们设有多个电压源单位逆变器，该单位逆变器包括多个桥接的半导体器件，其输入端借助于平滑电容器与所述整流器并联连接且其输出端串联连接并且连接到AC负载；串联连接在所述各整流器和所述各单位逆变器之间的保险丝；设置在所述各整流器与所述各单位逆变器之间的旁路开关，并与所述单位逆变器并联连接，且当所述电路为电接通时形成一个电路以便使负载电流流通；脉冲宽度调制单位逆变器控制装置，用于以规定的顺序将触发指令传送给构成所述单位逆变器的半导体器件；异常判断装置，用于作出有关所述单位逆变器控制装置的事故的判断；以及旁路开关控制装置，用于当所述异常判断装置判断所述异常时，通过把电路接通的指令送给适当单位逆变器的所述旁路开关来使所述保险丝熔化。
并且，为了达到所述目的，本发明的多逆变器系统包括：整流器，用于将AC电源转换成DC电源；一组逆变器，用于将所述整流器的DC电源转换成AC电源的，设有多个电压源单位逆变器，该单位逆变器包括多个桥接的半导体器件，其输入端借助于平滑电容器与所述整流器并联连接且其输出端串联连接并且连接到AC负载；串联连接在所述整流器和所述单位逆变器之间的保险丝；设置在所述各整流器与所述各单位逆变器之间的旁路开关，并与所述单位逆变器并联连接，且当所述电路为电接通时形成一个电路以便使负载电流流通；脉冲宽度调制单位逆变器控制装置，用于以规定的顺序将触发指令传送给构成所述单位逆变器的半导体器件；工作异常检测装置，用于基于所述单位逆变器的所述AC输出，检测所述单位逆变器的工作异常的状态；DC异常检出装置，用于检测所述单位逆变器的DC输入的异常；以及旁路开关控制装置，用于当所述工作异常检测装置和DC异常检测装置的两者检测出异常时，通过把电路接通的指令传送给适当的单位逆变器的所述旁路开关，来使所述保险丝熔化；通过借助于所述单位逆变器控制装置使在所述逆变器组中的异常的相中的所述单位逆变器的调制率增加一倍以上，来操作所述系统。
并且，为了达到所述目的，本发明的多逆变器系统包括：整流器，用于将AC电源转换成DC电源；一组逆变器，用于将所述整流器的DC电源转换成AC电源的，设有多个电压源单位逆变器，该单位逆变器包括多个桥接的半导体器件，其输入端借助于平滑电容器与所述整流器并联连接且其输出端串联连接并且连接到AC负载；串联连接在所述整流器和所述单位逆变器之间的保险丝；设置在所述各整流器与所述各单位逆变器之间的旁路开关，并与所述单位逆变器并联连接，且当所述电路为电接通时形成一个电路以便使负载电流流通；脉冲宽度调制单位逆变器控制装置，用于以规定的顺序将触发指令传送给构成所述单位逆变器的半导体器件；工作异常检测装置，用于基于所述单位逆变器的所述AC输出，检测所述单位逆变器的工作异常的状态；DC异常检出装置，用于检测所述单位逆变器的DC输入的异常；和旁路开关控制装置，用于当所述工作异常检测装置和DC异常检测装置的两者检测出异常时，通过把电路接通的指令传送给适当的单位逆变器的所述旁路开关，来使所述保险丝熔化；通过对应于由所述工作异常检测装置检测的相中逆变器的数目来操作一组正常相的逆变器。
参照下面结合各附图的详细说明将更好地理解本发明，同样将容易得到本发明更全面的评价及其许多附带的优点，其中：
图1是说明第1例的现有多逆变器系统的电路图；
图2是说明第2例的现有多逆变器系统的电路图；
图3是说明第3例的现有多逆变器系统的电路图；
图4是表示仅说明现有多逆变器系统的主要部分的电路图；
图5是说明本发明第1实施例的多逆变器系统的电路图；
图6是说明本发明第2实施例的多逆变器系统的电路图；
图7是说明本发明第2实施例的多逆变器系统的逆变器的电路图；
图8是说明本发明第3实施例的多逆变器系统的电路图；
图9是说明本发明第4实施例的多逆变器系统的电路图；
图10是说明本发明第5实施例的多逆变器系统的电路图；
图11是说明本发明第6实施例的多逆变器系统的电路图；
图12是说明本发明第7实施例的多逆变器系统的电路图；
图13是说明本发明第8实施例的多逆变器系统的信号波形图；
图14是说明本发明第9实施例的多逆变器系统的电路图；
图15是说明本发明第10实施例的多逆变器系统的逆变器电路图；
图16是说明本发明第11实施例的多逆变器系统的逆变器电路图；
图17是说明本发明第12实施例的多逆变器系统的逆变器电路图；
图18是说明本发明第13实施例的多逆变器系统的逆变器电路图；
图19是说明本发明第14实施例的多逆变器系统的逆变器电路图；
图20是说明本发明第14实施例的多逆变器系统的信号波形图；
图21是说明本发明第15实施例的多逆变器系统的逆变器电路图；
图22是说明本发明第16实施例的多逆变器系统的信号波形图；
图23是说明本发明第17实施例的多逆变器系统的逆变器电路图；
图24是说明本发明第18实施例的多逆变器系统的逆变器电路图；
图25是说明本发明第19实施例的多逆变器系统的逆变器电路图；
图26是说明本发明第20实施例的多逆变器系统的逆变器电路图；
图27是说明本发明第21实施例的多逆变器系统的逆变器电路图；
图28是说明本发明第22实施例的多逆变器系统的信号波形图；
图29是说明本发明第23实施例的多逆变器系统的电路图；
图30是说明本发明第24实施例的多逆变器系统的电路图；
图31是说明本发明第25实施例的多逆变器系统的变压器示意图；
图32是表示将本发明应用于多式逆变器的主电路的电路图；
图33是表示仅说明本发明第30实施例的现有多逆变器系统的主要部分的电路图；
图34是说明图33中的单位逆变器控制装置一例的电路图；
图35是表示仅说明本发明第31实施例的现有多逆变器系统的主要部分的电路图；
图36是表示仅说明本发明第32实施例的现有多逆变器系统的主要部分的电路图；
图37是表示仅说明本发明第33实施例的现有多逆变器系统的主要部分的电路图；
图38是表示仅说明本发明第34实施例的现有多逆变器系统的主要部分的电路图；
图39是表示仅说明本发明第35实施例的现有多逆变器系统的主要部分的电路图；
图40是表示仅说明本发明第36实施例的现有多逆变器系统的主要部分的电路图；
图41是表示仅说明本发明第37实施例的现有多逆变器系统的主要部分的电路图；
图42是表示仅说明本发明第38实施例的现有多逆变器系统的主要部分的电路图；
图43是说明本发明实施例的多逆变器系统的变形例的电路图。
现在参照各附图，其中同样的标号表示相同的对应部分，更详细说，将参照有关图5，描述本发明的一个实施例。
(第1实施例)
图5是表示本发明的第1实施例的电路图。这里示出的多逆变器系统包括市电AC电源1、开关2、一个输入变压器3，该变压器具有3n组三相次级绕组3P和1组初次级绕组3S和单位逆变器单元4U1～4U3、4V1～4V3、4W1～4W3，该单位逆变器单元设置成n级(在此为3级)，以便构成U、V和W相位。
在图5中，按3组绕组以18相结构设置输入变压器3的次级绕组3S，该18相结构的每一相具有相互的相位差为20度的电角度，把各组连接到同级的构成各相位的单位逆变器上。
当如上所述连接单位逆变器时，输入电流的谐波成分变为同相，即使各相的第n级被旁路时，同样也不会破坏18相结构。
在图5中，示出了输入变压器3的次级绕组3S的Z形三角形连接，但是Z形星形连接也是可以的。并且，按照第1实施例，当具有多个次级绕组3S的输入变压器3和单位逆变器单元4U1～4U3、4V1～4V3和3W1～4W3被结合时，可获得下列的作用和效果。
(1)不再需要迄今要求的输出变压器(图1和图2中的140、141)，并可用小尺寸的逆变器系统，获得高压输出。
(2)由于采用单位逆变器单元4U1～4U3、4V1～4V3、4W1～4W3，所以不再象从前那样需要选择串联连接的半导体器件，由于栅极控制变得较容易和电路电压变低，所以改善了系统的可靠性。
(3)由于采用了由半导体器件串联连接构成的单位逆变器单元4U1～4U3、4V1～4V3、4W1～4W3，由半导体器件的PWM开关频率来决定输出边的高次谐波成分，因此，可以改善至今存在的自然地限制了谐波的降低的问题。
(4)由于采用了单位逆变器单元4U1～4U3、4V1～4V3、4W1～4W3，则能够改善若许多半导体器件中的任何一个构成了主电路，该主电路存在目前的问题，系统不能连续操作的问题。
(第2实施例)
图6是表示本发明第2实施例的电路图，以图5中所示的相同标号表记相同的元件。本电路不同于图5之处，在于它由一组三相逆变器41和多个单相单位逆变器4U2、4U3、4V2、4V3、4W2、4W3构成。
作为另一种结构，设置具有3n组三相次级绕组3S的输入变压器3，以多个级(n-1)串联方式连接的单相单位逆变器4U2、4U3、4V2、4W2、4W3，构成各相，并与3相逆变器41的各相同相连接，把电源送给多相位负载5。
图7示出了图6中所示的三相逆变器41电路的例子。在此电路中，例如，如IGBT这样的自关断半导体器件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6被连接成桥，二极管D1～D6并联连接到半导体器件Q1～Q6上，由此构成三相逆变器电路104并把端子105U、105V和105W连接到其输出边。DC电源103连接到三相逆变器电路104的输入边。由于它们是公知的，所以这里省去了三相逆变器电路的动作。
三相逆变器41和第(n-1)级串联连接的单相逆变器单元与相位差为π/3n的入变压器3的次级绕组3S相连接。
因此，可以获得与上述实施例同样的效果。此外，在本实施例中，尤其可以减少单位逆变器的数目和输入变压器3绕组的数目，使系统尺寸减小。
此外，可以用单位逆变器组成中性点箝位逆变器。
(第3实施例)
图8是表示本发明的第3实施例的电路图。在本电路中，为每相串联连接的3个单位逆变器单元4U1～4U3、4V1～4V3、4W1～4W3设置了三个输入变压器31、32、33。
各变压器31～33，在次级边具有3组相位差为π/3n的次级绕组31S、32S、33S，和在各相第n级的单位逆变器单元4U1～4U3、4V1～4V3、4W1～4W3与各相的不同相位的次级绕组31S～33S连接。
为n(3)个串联连接的单位逆变器单元设置三个输入变压器(31、32、33)，各变压器在次级边上具有相位差为π/(3×3)的三个绕组，并且在各相第n级上不同相位的次级绕组被连接到单位逆变器单元。于是，当将三个输入变压器31、32、33分开时，次级绕组数目大大少于用一个变压器构成的系统时的数目，所以，有这样的价值，可把绕组之间的阻抗波动抑制到较低的水平。因此，输入电流的谐波成分在各相位之间波动不大。
(第4实施例)
图9示出本发明的第4实施例。在本实施例中，设置有m个单位输入变压器，各变压器的次级绕组具有3n组三相绕组。在各相第n级的单位逆变器单元4U1～4U3、4V1～4V3、4W1～4W3与各相中不同相位的次级绕组连接。
在图9所示的实施例中，两个变压器31、32是完全相同的绕组结构，但初级绕组31P、32P可制作成星形连接或三角形连接。
(第5实施例)
图10示出本发明的第5实施例，在各相第n级上，单位逆变器单元与同相输入变压器的次级绕组31S、32S连接。
在图9和图10中所示的实施例中，可通过准备2组用于各相的两级结构能够简化设计和制造。在图7中所示电路的情况下，当给各相的一级设置一个变压器来用3组构成电路时，就可以简化电路。
(第6实施例)
图11示出本发明的第6实施例，其特点在于输入变压器31、32的初级边31P、32P绕组的相位借助于星形或三角形连接进行移相，将其作成12相结构，该次级边分别具有3n组三相绕组，对于各相相位已经移相的次级绕组连接到单位逆变器单元4U1～4U3、4U、4V1～4V3、4V、4W1～4W3、4W上。当然各变压器的初级绕组可以是相同的。
(第7实施例)
图12示出本发明的第7实施例，它与图11的不同之处在于，本系统是将在各相的同相次级绕组连接到各相第n级的单位逆变器单元4U1～4U3、4V1～4V3、4W1～4W3上。
(第8实施例)
图13是信号波形图。图13(a)示出变压器电抗近于零时，送到单位逆变器单元的输入电流，而图13(b)示出变压器电抗为固有值，使电流不间断地流动。一般，如果％阻抗为10-20％，就容易制造变压器。
当顾及这点时，可以明显地改善输入电流的低次谐波成分。
(第9实施例)
图14表示本发明的第9实施例。至少在输入变压器3的三相绕组初级边或者次级边设置能够截断电路的开关2c～2k，以便如果单位逆变器单元4U1、4U2a、4U3a、4V1、4V2a、4V3a、4W1、4W2a、4W3a有故障，能够断开相应的主电源。
(第10实施例)
图15表示本发明的第10实施例。单位逆变器单元包括：一个将AC转换成DC的二极管整流器102、一个平滑电容器103和一个将DC转换成任何频率AC的单相逆变器电路104。当将二极管用作整流器时，为了防止电流冲击电容器103，二极管最初必须借助于电阻R以规定的时间充电，然后使开关SW转向ON。在本实施例中，把这样的自关断半导体器件，如GTO、晶体管等用作单相逆变器电路104的器件，而把如IGBT这样的一种电压驱动型自关断器件用于变形的实施例中。
(第11实施例)
图16示出本发明的第11实施例，具有如晶闸管，GTO等这样的栅极控制极的半导体器件用作整流器102以便把AC转换成DC。在这样的情况下，可以省去图14所示的给DC电容器103最初充电的电路106。
(第12实施例)
图17示出本发明的第12实施例。至少一个单位逆变器单元中的整流器包括具有栅极控制电极(IGBT、GTO等)的自关断半导体器件，不仅能够用PWM控制来控制功率因数1(Pf=1.0)而且特别是能进行超前控制。在图17中，示出了一个在输入部分设置一个电抗器的例子，用以降低电流谐波。如所述那样还可以利用输入变压器的电抗作为一个电抗器，而无须设置电抗器。
(第13实施例)
图18示出本发明的第13实施例，其中，用电流驱动自关断半导体器件，例如GTO作为逆变器电路104的器件。
(第14实施例)
图19示出本发明的的第14实施例，其中电压驱动自关断半导体器件Q1～Q4，例如IGBT等用作逆变器电路104的器件。此外，图19示出其变形例，其中单位逆变器单元的逆变器电路的输出部分设有一个开关104a，用以旁路其输出。
(第15实施例)
图20(a)和(b)示出本实施例中的输出波形，多个单位逆变器单元的至少一个逆变器电路中，通过PWM控制来控制输出电压，而其余单位逆变器通过PAM控制来控制输出电压。
(第16实施例)
图21示出第16实施例，而图21(a)示出了反并联的晶闸管，图21(b)示出了反并联的自关断器件例如GTO等及图21(c)示出桥式连接的二极管作为整流器，一个具有短路控制电极S1的半导体器件与其DC输出连接，以及将饱和电抗器L1串联连接到该半导体器件上，以便检测电流上升。图21(d)示出了如下构成的电路，它作为使单位逆变器单元的输出旁路的开关，用二极管D1、D2和带有控制极的半导体器件S1、S2连接成桥式电路，以便短路其DC输出。
(第17实施例)
图22示出了第17实施例并示出了提供给在图5中所示的第3级U、V、W相(4U3、4V3、4W3)上的单位逆变器单元的逆变器电路(图14所示的Q1～Q4)的栅极信号相位。当给予这样相位的栅极信号时，该单位逆变器的输出电压变为零，并且能够获得一个低电压作为多逆变器系统的输出电压。图22中的虚线示出在正常PAM工作下的工作波形。
(第18实施例)
另一方面，在本实施例中，通过图21所示的旁路电路的操作使单位逆变器的输出短路，以便把输出电压控制到零位。这时，中断提供给单位逆变器单元的逆变器电路的器件的栅极信号。
(第19实施例)
图23示出了控制方法的实施例。当控制多逆变器系统时，由于输出电压的谐波成分可能增加，所以通过增大在其它级上工作(图5中的其它两级)的PWM工作频率(示于图5的实施例中，增大PWM频率1.5倍)就可能将电压供给负载而不会增加谐波成分。为此，利用旁路指令信号或输出电压零指令来改变工作中的单位逆变器单元的PWM频率。
(第20实施例)
图24示出本发明的第20实施例，其中设置在多逆变器系统的各相的单位逆变器单元之间，能够改变输出电压的开关401～406，以便能够改变供给多相负载的电压。高压电动机在日本一般是6kV系统和3kV系统而在美国是4.2kV系统和2.4kV系统，并且根据负载可改变系统的使用。
(第21实施例)
图25示出本发明的第21实施例，其中在多逆变器系统的相应的各相上的单位逆变器单元之间设有输出端子U1、V1、W1和U2、V2、W2，以便能够改变供给多相负载的电压。
(第22实施例)
图26示出本发明的第22实施例，其中用于再生的转换器反并联到各相任一级的单位逆变器单元的整流器上。在从负载再生大量电能的系统中，也认为是能够容易地给所有的单位逆变器单元设置再生电路，以便根据电能再生量，通过任一单位逆变器单元来控制再生。要是把自关断半导体器件用作一个再生变换器，就容易进行PWM操作，并能精确控制再生电能。
(第23实施例)
图27示出本发明的第23实施例，其中设置单位逆变器单元的故障检测和保护操作的电路，当单位逆变器单元4U1～4W3出现故障时或在维护期间，在与等效于该单位逆变器的第n级的单位逆变器对应的输入变压器的初级边或次级边的各3相绕组的至少一方上设置的开关2c～2k被控制，以便至少打开一个以上开关。
(第24实施例)
本发明的第24实施例的输出电压波形如图20所示，且本发明的多逆变器系统的控制方法在于这样的结构，至少一个单位逆变器单元通过PAM控制来控制单位逆变器单元的输出电压，而其它单位逆变器单元通过PWM控制来控制输出电压，将各相上的电压串联结合起来，并且把电能供给多相负载。
(第25实施例)
本发明的多逆变器系统的控制方法在于这样的结构，三相逆变器单元通过PAM控制来控制其输出电压，而其它单位逆变器单元通过PWM控制来控制输出电压，将各相上的电压串联连接起来，并且把电能供给多相负载。
(第26实施例)
图28示出基于图5所示的电路上U相的PWM控制，通过将各相移相π/3n控制在各相上的单位逆变器单元的输出基波相位，并进行控制，以致于使同相各级上的PWM开关相位相互不重叠。不用说，V和W相的相位波形为由图28所示的波形移相120°。
(第27实施例)
本实施例涉及当启动如图29所示的系统时本发明的多逆变器系统的控制，当启动如图29所示的系统时，本系统是这样进行控制的，通过PWM控制使某一单位逆变器单元具一个功能来控制电流值，并且当启动多逆变器系统时，操作这个功能，以便把电流提供给各相的单位逆变器单元，在把逆变器单元充电到预定的DC电压值后，AC电源转向ON并使系统工作。
在图29中，电动机268的转速由旋转检测器269来检测，反馈检出的速度并以这样的方式控制逆变器的频率，以致于根据转矩指令变换成差频。
许多情况下设置一个电流控制环(电流控制放大器266)。这时，由于差频和电流共同进行控制，所以稳定性是满意的，系统能经受突然加速/减速或负载波动。而且，由于检出的速度被反馈，故改善了转速的精度。
图29是表示上述系统的电路图，把速度控制放大器266的输出转换成差频和电流指令，然后通过各环路转换成逆变器的频率f、频率指令及电动机原端电压V1。为连续控制频率指令和电动机原端电压V1而设有PWM控制电路。
并且，因为进行突然加速/减速，所以在电源(整流)变换部分设置功率电能再生附加电路。本系统用于独立操作，因此要求进行闭环控制，并能产生最大转矩而不管恒定输出特性、直流绕组特性和转速。该电路包括速度设定器260、比较器261、速度控制放大器262、电流图形发生器263、电流检测器264、比较器265、电流控制放大器266、PWM控制电路267、差频图形发生器271、比较器272和速度检测器270。
(第28实施例)
图30示出从正上方来看的多逆变器系统图，示出了本发明的第28实施例，当设有m个单元输入变压器时，把3n个单元的单位逆变器分成3n/m，每个单位逆变器与一个输入变压器组成一组，并且设置m组。也就是，通过把输入变压器31和变换器41组成如图所示的一组，可以由同一设计预期设计和制造上的经济效果。并且，将各组分开时还能降低绝缘耐压，可以缩小系统尺寸。若是偶数个输入变压器，就有如图30所示这样的方法：如在(a)中背靠背配置两个单元的方法、如在(b)中面对面配置两个单元的方法、如在(c)中从中心左右对称配置两个单元的方法，及根据例如配置、维修和改善工作效率的目的，也可以考虑其它方法。
(第29实施例)
图31示出本发明的第29实施例。在本实施例中，为了均匀制造3n组三相次级绕组的％阻抗，当构成变压器的次级绕组时，缠绕到三相磁芯的不同位置上的各相的绕组进行三相连接。一般其外部和内部，变压器绕组的连接程度不同，所以阻抗也改变。在图31中，通常在u1、v5和w3的相同位置上进行三相连接，但当在该图所示的位置连接三相绕组时，可使变压器的％阻抗均匀，并且可使单位逆变器单元的输入电流相等以及可使电源侧的相电流和谐波成分平衡。
其次，将描述第30实施例。
(第30实施例)
图32示出了应用本发明的多逆变器(一组逆变器)的主电路，在三相结构中连接3个单元的U、V、W相单位逆变器；即，A24U1、A24U2和A24U3,A24V1、A24V2和A24V3，以A24W1、A24W2和A24W3。明确地说，把保险丝A4U1、A4U2和A4U3,A4V1、A4V2和A4V3，及A4W1、A4W2和A4W3分别串联到单位逆变器A24U1、A24U2和A24U3,A24V1、A24V2和A24V3，及A24W1、A24W2和A24W3的输入侧并与整流器2并联，对于每相来说，各单位逆变器的输出侧串联连接并与AC负载10连接，例如，一个感应电动机。
图33是说明第30实施例的框图，其中示出了一个旁路电路，该电路仅包括来自图32所示的一组逆变器(一多逆变器)的一个单位逆变器A9，一个单位逆变器控制装置A12，其控制单位逆变器A9的半导体器件A5、A6、A7、A8的触发，一个将在后面说明的旁路开关A11，工作异常检测装置A13、一个DC异常检测装置A14，以及一个旁路开关控制装置A15。在实际的结构中，具有多个单位逆变器A9，而各单位逆变器A9设置有这种旁路电路。
图34是用于说明一个单位逆变器控制装置A12的例子，它通过检测AC电动机A68来反馈AC电动机A68的旋转速度并控制逆变器频率，以便使其差频与转矩指令对应，以及还设置有电流控制环。具体说，由一个旋转检测器A69和一个速度检测器A70来检出AC电动机A68的旋转速度，用比较器A61将这个检出的速度值与速度设定器A60的设定值进行比较，通过速度控制放大器A62放大它们之间的偏差，由差频图形发生器A71把该放大值转换成特定的频率，用比较器A72将该转换后的频率与用速度检测器A70检测出的速度值进行比较并将这样获得的逆变器频率f指令施加到PWM控制电路A67上。
速度控制放大器A62的输出被输入到电流图形发生器A63，把它转换成电流，转换成的电流与电流检测器A64检出的电流用比较器A65进行比较，将通过该比较获得的偏差输入到电流控制放大器A66中，将这里获得的电动机原端电压V1指令送给PWM控制电路A67。该PWM控制电路A67给出一个栅极控制指令，该栅极控制指令与在送给各单位逆变器的栅极的逆变器频率f指令和电动机原端电压V1指令之间的比相对应。
在如上所述结构的多逆变器系统中，如果全部单位逆变器A9都处于正常的可操作的状态，则对半导体器件A5～A8进行触发控制并把高电压AC电压电源供向AC负载A10。
在这样的情况下，由于各单位逆变器A9处于正常状态，从工作异常检测装置A13没有输出异常检测信号，并且，从在整流器A2侧的DC异常检测装置A14还不输出异常检测信号，因此，从旁路开关控制装置A15来的电路接通指令不加到旁路开关A11上。由此，旁路开关保持OFF状态。
在各单位逆变器A9进行正常动作的这样的状态下，如果例如一个单位逆变器A9的半导体器件A5、A8短路(但是，在构成单位逆变器的IGBT中的焊接线依然存在)，则进行如下所示的动作。在这样的情况下，由于单位逆变器A9的AC输出电流增加和/或AC输出电压下降，所以工作异常检测装置A13输出异常检测信号，而后把该信号加到旁路开关控制装置上。
另一方面，由于提供给逆变器桥A9的DC输入电流的增加，从DC异常检测装置A14输出异常检测信号并送到旁路开关控制装置A15。结果，由旁路开关控制装置A15把电路接通指令，即，栅极ON信号传送到旁路开关A11。由于旁路开关A11转向ON，所以曾借助于半导体器件A5～A8流到AC负载A10的短路电流当然流过旁路开关A11、一个保险丝A4和平滑电容器A3，而使保险丝A4烧断。当保险丝被烧断时，它变成为自动输出旁路模式。结果，以规定的顺序对没有发生短路、故障和类似的正常单位逆变器A9的半导体器件进行触发并把电源供给AC负载A10，并且使AC负载A10继续工作。
这样一来，就不需要立即停止多逆变器的工作，而过去由此使AC负载避免遭受单位逆变器的短路事故造成的过电流；可以用正常单位逆变器A9继续让AC负载A10进行工作。
(第31实施例)
图35是表示第31实施例的部分框图。在图35中，类似图32，仅仅示出一个单位逆变器A9；单位逆变器控制装置A12，它控制单位逆变器A9的半导体器件A5、A6、A7、A8的触发；以及一个由旁路开关A11、工作异常检测装置A13、DC异常检测装置A14和旁路开关控制装置A15构成的旁路电路，该装置在以后说明，但是实际结构上，有多个单位逆变器A9，而各单位逆变器A9分别设有所述的旁路电路。
图35与图33不同之处在于，在DC异常检测装置A14的输入端上设有随保险丝A4的烧断而接通的工作触点A4a。
(第32实施例)
图36是表示第32实施例的部分框图。在图36中，与图33类似，仅仅示出一个单位逆变器A9；单位逆变器控制装置A12，它控制单位逆变器A9的半导体器件A5、A6、A7、A8的触发；一个由旁路开关A11、工作异常检测装置A13、电平判断装置A17和旁路开关控制装置A15构成的旁路电路，这些装置以后说明，但是实际结构上，有多个单位逆变器A9，而各单位逆变器A9分别设有所述的旁路电路。
用电压检测装置A16检测施加到单位逆变器A9上的DC电压，而电平判断装置A17检测由电压检测装置A16检出的DC电压相对于基准值是过电压还是欠电压。当从电平判断装置A17输出一个判断信号和从工作异常检测装置A13输出一个检测信号时，旁路开关控制装置工作，与图33相同。
(第33实施例)
图37是表示第33实施例的部分框图。在图37中，与图33类似，仅仅示出一个单位逆变器A9；单位逆变器控制装置A12，它控制单位逆变器A9的半导体器件A5、A6、A7、A8的触发；一个由旁路开关A11、DC异常检测装置A14、电平判断装置A18和旁路开关控制装置A15构成的旁路电路，这些装置以后说明，但是实际结构上，有多个单位逆变器A9，而各单位逆变器A9分别设有所述的旁路电路。
当用电压检测装置A25检出的单位逆变器A9的输出电压超过基准值规定范围时，电平判断装置A18检出单位逆变器的异常。当从电平判断装置A18获得一个判断信号和从DC异常检测装置A14输出一个检测信号时，就由旁路开关控制装置A15输出电路接通指令给旁路开关A11，与图33相同。
(第34实施例)
图38是表示第34实施例的部分框图。在图38中，与图33类似，仅仅示出一个单位逆变器A9；单位逆变器控制装置A12，它控制单位逆变器A9的半导体器件A5、A6、A7、A8的触发；一个由旁路开关A11，输出检测装置A35、A36、A37和A38，逆变器输出检测器A19和异常检测装置A20构成的旁路电路，这些装置以后说明，但是实际结构上，有多个单位逆变器A9，而且各单位逆变器A9分别设有所述的旁路电路。
图38与图33不同之处在于，异常判断装置A20输入由逆变器输出检测装置A19检测的输出电压和由单位逆变器控制装置A12的输出检测器A35～A38的任一个检测器检出的输出电压，由两者的关系检测由单位逆变器控制装置A12的异常即外部因素引起的故障。
(第35实施例)
图39是表示第35实施例的部分框图。在图39中，与图33类似，仅仅示出一个单位逆变器A9；单位逆变器控制装置A12，它控制单位逆变器A9的半导体器件A5、A6、A7、A8的触发；一个由旁路开关A11，输出检测装置A35、A36、A37和A38和异常判断装置A21构成的旁路电路，这些装置以后说明，但是实际结构上，有多个单位逆变器A9，而且各单位逆变器A9分别设有所述的旁路电路。
图39与图38不同之处仅在于，把由输出检测装置A35～A38检出的带有电压波动的电压输入到异常判断装置A21，并通过比较该电压波与基准电压波，来判断基于外部因素的异常。
(第36实施例)
图40是表示第36实施例的部分框图。在图40中，与图33类似，仅仅示出一个单位逆变器A9；单位逆变器控制装置A12，它控制单位逆变器A9的半导体器件A5、A6、A7和A8的触发；一个由旁路开关A11，异常判断装置A21和电源异常检测装置A22构成的旁路电路，这些以后说明，但是实际结构上，有多个单位逆变器A9，而且各单位逆变器A9分别设有所述的旁路电路。
图40与图38不同之处在于，电源异常检测装置A22检测单位逆变器控制装置A12的电源异常，把该检出的输出输入到异常判断装置A21并通过比较该检出的输出与基准电压，来判断基于外部因素的异常。
(第37实施例)
在图32中，不用说，作为多逆变器的结构由3个单元组合成U、V和W相逆变器A24U1、A24U2、A24U3、A24V1、A24V2、A24V3、A24W1、A24W2和A24W3并且相互进行连接，以及把保险丝A4U1、A4U2、A4U3、A4V1、A4V2、A4V3、A4W1、A4W2和A4W3与各单位逆变器连接，它们与所述实施例是类似的，此外，为各逆变器设置与所述各实施例同样结构的旁路电路。
(第38实施例)
图41和图42是说明本发明第38实施例的图。图41示出了该主电路是象图32那样的三相电路和局部示出图34所示的PWM控制电路A67,A29示出逆dq转换器，A30、A31和A32表示正比例计算单元。
在如上所述的那样的结构中，当一个单位逆变器因短路等变为故障并由其余的正常单位逆变器继续工作时，在引起所述异常的相中单位逆变器的调制系数将增大一倍以上。
在这样的情况下，图42示出了在多逆变器的各相上的输出电压波形，如此能补偿在单位逆变器减少引起的相应相中的一组逆变器的输出电压的下降。
(第39实施例)
在与图38所示的同样结构的多逆变器系统中，在示于图32的主电路里，正常相上进行操作的单位逆变器的数目与例如，用各工作异常检测装置A13检出的相的单位逆变器的数目相对应。
(变形例)
在所述实施例中，已说过象晶闸管这样的半导体器件用作旁路开关A11的情况，但也可以用机械开关代替半导体开关。机械开关具有比半导体开关小的热损耗；但是，另一方面，因工作速度比半导体开关慢，不可能在工作的同时进行保护而使工作连续不断。
在所述实施例中，已说过在适当桥接逆变器时在各相中的全部单位逆变器都进行工作的情况，但也可以是在逆变器桥是正常的时候，至少各相的一个单位逆变器用作备用逆变器。在这样的情况下，各相的单位逆变器，那些进行工作而那些不工作，都自动地进行选择或由操作人员例如用铜条人工选择。
此外，在所述实施例中用IGBT作为一个例子来解释构成单位逆变器的半导体器件，但也能够利用在图43(a)中所示反向并联连接的晶闸管或在图43(b)中所示的反向并联连接的GTO。此外，一个串联电路包括带短路控制极的半导体器件AS1和饱和电抗器AL1可以连接到如图43(c)所示的二极管桥输出边。除此以外，如图43(d)所示，可以采用桥连接二极管AD1与AD2和有控制极的半导体器件AS1与AS2构成系统，作为旁路开关使单位逆变器A9的输出旁路，以便短路其DC输出。
按照所述的本发明，通过组合具有次级绕组的变压器与单位逆变器，可以提供一种尺寸小经济的多逆变器系统及其控制方法，能获得高电压输出、降低负载侧的高次谐波，还减少电源系统的谐波电流而不需要输出变压器。
此外，按照本发明，可以提供一种多逆变器系统，即使在多个单位逆变器中的至少一个单位逆变器上发生短路等事故时也能连续不断地使交流负荷工作而不中断余下的正常单位逆变器的工作。
显然，根据所述技术还可能有本发明的更多的变形和改变。因此，应该理解的是：除了所述特殊描述的实施例之外，其它的变形和改变都在附属权利要求书的范围内。