数字分集式接收系统 本发明一般地涉及寻呼系统，尤其涉及双向寻呼系统及其部件。
大多数寻呼系统都使用只接收的个人寻呼装置。这些叫做寻呼机的寻呼装置能够接收寻呼，但不能确认寻呼是否已被接收到或发射任何其他信息。为了确认寻呼接收或发射其他信息，寻呼接收人必须使用另外的系统例如电话与发送人通信。
相反，双向寻呼系统使用能接收寻呼还能确认寻呼的接收的个人寻呼装置。另外，很多寻呼系统设备提供商正在开发能够发射其他信息例如应答电子邮件(“E-mail”)消息的双向寻呼系统。
电信和寻呼业务的用户都比较喜欢双向寻呼系统，因为这些系统用于交换个人通信比单向或只接收寻呼系统更方便。因而，寻呼系统设备提供商正在努力生产可靠的经济合算的双向寻呼系统。
一般地说，双向寻呼系统包括有用于向个人寻呼装置发送寻呼的发射机，用于接收来自个人寻呼装置的确认或其他信息的接收机，以及链接到接收机和发射机的中央控制器。在一些双向寻呼系统中，发射机向各个个人寻呼装置发送寻呼和命令指定的装置在某个时隙或周期期间确认寻呼接收、或发送其他信息。这样，发射机就能命令各个人寻呼装置在不同地时隙期间发射确认或回答信号以避免拥塞。另一种办法是，个人寻呼装置的用户可以采取某些行动启动应答信号，例如按下寻呼装置上的按钮来启动应答信号。这种个人寻呼装置可被编制程序在用户没有在规定的时间周期内采取行动时发射一个负的确认信号。
在这种寻呼机发射信息而且接收信息的系统中，向寻呼机发射的信号可以做得很强，因为发射机可由市电AC电网供电，可以体积很大而且可以使用安装在塔顶或大楼顶上的大型天线。这使它们能够向具有小型接收天线并且分散在广大区域的寻呼机发射。一般把单台大发射机覆盖的区域称为“网元”。
但是，由于需要保持寻呼机很小，使用小天线以及使用来自小电池的适度能量同时维持电池长寿命，寻呼机向固定的接收站往回发射的功率有限。这些环境要求在网元各处的固定接收站有很灵敏的接收机。一般在发射机覆盖的区域内要求有多个接收站。使用多个接收机，就会有一个以上的接收机检测到来自一个寻呼机的应答信号。
现有技术的系统找出在各个接收机处接收到的最强的寻呼机应答信号并宣布它就是“正确的”接收信号。然而，各种不同的条件都可能干扰接收机对应答信号的接收。大气层的状况、建筑物结构、竞争信号、低电池功率条件、电磁干扰以及个人寻呼装置与接收机之间的距离都是这些条件的例子。干扰可以造成接收不正确信号或者接收具有不能确定信号是否正确的电平的信号的结果。现有几种减少干扰从而减少不确定性的方法。一种方法是增加应答信号的强度。但是，增加应答信号的强度一般需要增加个人寻呼装置的尺寸或者降低其电池寿命。另一种解决办法是增加接收机的地理密度。但成本和许可条件限制了所能安装的接收机数量和地点。
一种允许将接收机限制在现有发射机的地点或者将现有发射机站数目以外增添的接收机站的数目减至最小的解决办法是所希望的。
本发明提供一种改进的系统和容易获得稳定而又准确接收个人寻呼装置应答信号的方法。通过使用多个各自具有自己的天线的接收机和通过处理与评估不同接收机检得的应答信号来达到这一点。信号强度的测度可以是评估过程中的一个标准，但和现有技术不同的是，也可以使用其他标准。一般，本发明的系统包括包形式的发射应答信号，包具有前向纠错编码和一个或多个数字符号，每个符号用一个预定的二进制位数表示。接收机对应答包解码并将它们转送到中央控制器用于评估。中央控制器根据从接收机收到的包确定最可能的由寻呼机送出来的应答信号。
在本发明的一个方面，两个接收机可以装在单个机箱内。每个接收机耦合到它自己的天线，天线则位于或靠近同一接收站但隔开足够距离以用于空间分集式接收。例如在天线之一遭到被接收应答信号的多径抵消作用时，另一天线将离开得足够远使外面的多径作用不存在。于是，第二天线可接收到更清楚并具有更大强度的发射。双接收机包括一个信息处理器，用于将来自两个接收机的接收信号组合起来产生就好像从一个单接收机送出一样的包，但这种包具有较可能正确的好处。这种双接收机就是所谓的“微分集式”接收机。
在整个网元的其他接收机站，单接收机可以建造成耦合到一个单天线的设备。这种接收机依然处理从寻呼机接收的应答信号、执行纠错分析并将包转送到中央控制器。这种单接收机就是所谓“非分集式”接收机。
在本发明的另一个方面，接收机适合于可靠检测与处理强应答信号(例如来自近处的寻呼机)和弱应答信号(例如来自更远处的寻呼机)两种信号。所检出的寻呼机信号首先在载波频率滤波和放大，增益固定到适应所预计的最弱信号。经过滤波和放大的应答信号然后被降频变频到一个较低的频率，以便可用小增量调节得与消除噪声的窄带带通滤波器中心匹配。在第二滤波级之后，每个部分地处理了的应答信号幅度可以先衰减再降频变频到一个低得多的频率并通过一个补充滤波级和模/数转换器。衰减固定在应答信号的开头以使它在信号期间保持不变而又匹配模/数转换器的工作参数。否则，在处理的开头所要求的最大放大(对最弱的预测信号)可能造成强信号具有超出模/数转换器的工作范围的幅度。模/数转换器的数字输出馈到一个信息处理器用于解调、纠错和确定出最可能的由寻呼机送出的应答信号。
在本发明的另一个方面，接收机包括一个锁相到直接数字合成器(DDS)的本地振荡器。DDS被一个稳定的基准振荡器例如恒温槽基准振荡器所钟控。DDS以这样一种方式设计使它具有可以小的频率增量调节的输出频率以便用小增量调节本地振荡器频率。本地振荡器控制已放大的应答信号的降频变频并能自动调整得保持较低频率集中在下游滤波器的通带内。在微分集式接收机中，一个单机本地振荡器可用来供两个接收机部件。
为了改善接收相对较弱的寻呼机发射的可能性，在网元内可以散布多个非分集式或微分集式接收机或者两种都有。接收机之间的距离以及它们的物理位置通过无线接收在工作频率受到的物理限制以及诸如小山和建筑物一类的无线接收障碍来确定。目的永远是以最小数目的这种接收机提供整个给定区域内的接收。在一种典型的系统中，由于经济的原因，最好是微分集式接收机和中央控制器两者都放在一个发射机站。每一个中央控制器可以有许多个接收机。例如一个中央控制器可以为多达200个接收机服务。
与接收机联系的处理器估算来自寻呼机的应答包中的数字符号，并且还能为每个符号提供一个有关准确度指标数值。估算的数字符号与有关的准确度指数数值的组合就是所谓的“软包”。
有可能一个或多个接收机宣布它们相信自己已经接收到寻呼机发射的准确应答信号。例如对于具有最高准确度指数数值的符号，接收机的解码可以用通过前向纠错分析和通过信噪比检验。在这种情况下送到中央控制器的信号不包括准确度指数数值并被叫作“硬包”。在具有分立接收机部件的微分集式接收机中，硬包可以在对分立接收机部件检出的信号的组合进行分析之后生成。
在对一个特定的应答信号不存在硬包时，接收机可送出一个软包到中央控制器。中央控制器可以组合软包信息以决定最可能的由寻呼机发射的应答信号。这种决定可包括对与几个可能的应答符号的每一个有关的所接收准确度指数数值求和。另一种可能性是通过将与最高的求和准确度或概率数值有关联的符号除以所有其他和值的平均值来选择最可能的符号。
当各信号本身都不足够强时，通过认为全部的接收信号能够被组合产生一个正确的输出，系统甚至为弱接收信号提供分析，从而减少了特定的网元所需要的接收机地点的数目。系统依然保持宣布个别接收机或一些接收机正在接收一个强的正确信号的能力，因此在这一情况下不必要对信号进行组合。
在本发明的另一个方面，中央控制器能够将包按优先序排列并将其注意力指向最可能的有用接收包源。可以根据与软包或硬包信息一起从接收机发送到中央控制器的补充信息估算一个特定接收机或接收机组的可靠性。这一信息可包括通过解码或解码失败的指数和/或在一个硬包中被纠错误数目的指数和/或信噪比指数。
在本发明的另一个方面，数字信号处理能补偿微分集式接收机不同接收机部件中的任何增益失配。分立接收机部件的平均幅度可在许多包上比较并算出“纠错系数”以便适当地改变一个或另一个数字信号的比例尺度，从而调节前端的增益失配。分立接收机部件接收的信号强度平均差可以作为诊断工具监示和跟踪。如果在一个长时间周期上电平互相相对变化，这可以用作接收机部件之一的故障或预测故障的指数。
在本发明的又另一个方面，接收机部件可以被监控指示信号畸变或干扰问题的条件。例如，当接收机部件一直检出强信号但却鲜有输出硬包时就会出现一个这样的指示，在这一情形可发射一个报警状态。
在本发明的再另一个方面，接收机部件可在制造时校准自身噪声。然后在安装到站上时，可测出天线增益和天线电缆损失，并输入到接收机微处理器中。还知道热背景噪声电平。这个信息可以被用来提供接收机覆盖区域比理想覆盖区域下降的一个指数。接收机能自我监示无寻呼机活动的时期并且在检测到“静止时期”时，自动设置到最小衰减并算出背景站噪声，如果背景站噪声高出一个预定的极限，由接收机发送出报告提醒寻呼系统提供商注意接收机的覆盖区域低于设计标准。
在本发明的又另一个方面，寻呼系统接收机可以被同步而不直接参考外接时间输入例如全球定位卫星(GPS)输入。这种系统可以使用一种具有预定数目的等周期时隙被一个周期不同但却已知的“静寂时间”隔开的时序结构。寻呼机可以分配到等周期时隙的任何一个时隙，并且寻呼机可准确测量所接收包之间的时间。随着接收到不同时隙中的包，接收机能使自己同步到时序结构。
通过参照下面结合附图的详细叙述，本发明的上述各方面和许多值得注意的优点将变得更好理解和更容易体会，在附图中：
图1是根据本发明的数字分集式接收机系统的方框图，包括一个发射机，移动寻呼机，中央控制器和一些接收机(微分集式和非分集式)；
图2是根据本发明的微分集式接收机的一个电路方框图，并且图3和图4是图2接收机的部件的更详细电路方框图；
图5A和5B是说明在根据本发明的微分集式接收机中处理寻呼机确认符号的方框图；
图6-10是说明根据本发明的微分集式接收机所使用的逻辑的流程图；
图11是说明在根据本发明的非分集式接收机中处理寻呼机确认信号的方框图；
图12是说明根据本发明的非分集式接收机所使用的逻辑的流程图；
图13是说明在根据本发明的中央处理器处理来自微分集式和非分集式接收机的信号包的方框图；
图14是说明在根据本发明的中央处理器处理来自微分集式和非分集式接收机的信号包的另一种方法的方框图；
图15是说明可在根据本发明的微分集式接收机中完成的信号归一化的方框图；
图16是说明根据本发明的微分集式接收机的两个通道之间的自动增益失配检测的流程图；
图17是说明用于根据本发明的接收机的自诊断系统一个方面的流程图；以及
图18是说明通过根据本发明的接收机进行的站噪声测量的流程图；
图19(在带有图16的附图页上)是说明根据本发明的接收机能用的信号时序结构的时序图。
系统
参照图1，根据本发明的双向寻呼系统100包括一个或多个发射机106，多个接收机102，以及至少一个双向个人寻呼装置或寻呼机108。双向寻呼机具有接收发射机的发射或寻呼110的能力和发送出应答信号112的能力。系统也可包括不具有发送出应答信号能力的只接收寻呼机。每个双向寻呼机108包括一个常规微处理器一类的数据处理器114。每个接收机或者包含有一个符号信息处理器104或者通过例如光纤光缆、无线通道或者其他通信链路连接到一个符号信息处理器104。信息处理器本身又连接到一个中央控制器116。中央控制器116包括一个数据处理器134和有关的计算机存储器。
一般，中央控制器116驱动发射机106发出寻呼110，并评估是否已经接收到有效的应答信号112。来自寻呼机的应答信号成数字包的形式。应答包包括有前向纠错编码和各自由预定位数组成的数字符号。检测应答信号的接收机102将应答包解码以检验其准确度和识别数字符号。中央控制器接收来自检测到寻呼机的应答信号的不同接收机的数字包，估算和/或组合所接收的信号以确定最可能由寻呼机送出的应答信号。发射机
发射机106根据中央控制器116送出的消息118生成无线电信号发射或寻呼110。每一次寻呼110都要识别一个它所关注的个人寻呼装置108。发射机106可以与接收机102和/或中央处理器116共放在一起。个人寻呼装置
双向个人寻呼装置108(也称作寻呼机)接收发射机的寻呼110。作为回答，寻呼机以数字数据包的形式广播一个或多个无线电应答信号112。无线电应答信号可以由个人寻呼装置自动送出以响应所接收到的寻呼。另一种办法是，个人寻呼装置的用户可以采取某些行动例如按压寻呼装置上的按钮来起动应答信号。也可以送出自动信号和用户起动信号的一个组合，其结果便得到由单机个人寻呼装置响应单次寻呼而发出的多个应答信号。应答信号
由寻呼机生成的确认接收到寻呼110的应答信号112包括一个具有一个多位同步段、一个数据段、一个循环冗余校验(CRC)段以及一个前向纠错(FEC)编码段的数字包。纠错能力包括在CRC奇偶校验位序列和Reed Solomon FEC奇偶校验位序列中。
应答包112的数据段包含一个各自具有预定位数的数字符号的系列。寻呼机发出各应答包中多个可能符号的一个系列(可以包括一个预定的确认码)。每个符号通过一种无线电信号调制最好是通过连续相位移频键控(CPFSK)调制表示。最好对各个寻呼机发射短消息以便更多的寻呼机能够共享一个公共的无线电频率通道。这有助于将寻呼系统所需要的不同无线电频率通道总数减至最少。只要调制方案在有效的频带之内就可使用一位或多位的符号。
要更具体地说，通过使用CPFSK调制，每个符号均用不同的分谐波频率发射(分谐波频率集中在一个主频率周围)。可能符号数的最小化降低了每个符号的位数和发射应答信号所需要的分谐波频率数。随着每个符号的位数增加，发射机和接收机会变得越来越复杂。通常都使用一或二位的符号。对于分谐波频率集中在频率F的2n个符号，符号位用下面的分谐波频率发送。F+d2,F-d2,F+3d2,F-3d2,···,F+(2n-1)d2,F-(2n-1)d2----(1)]]>式中d表示分谐波频率之间的距离，每个分谐波频率表示一个信号。每一符号的位数由：
log2(M) (2)给出，式中M等于在调制方案中表示符号所需要的电平或分谐波频率数。例如表示一个两位符号需要四个分谐波频率，两个位的每一种可能组合用一个分谐波频率。四个截然不同的符号可以表示为00,01,10和11，这些符号例如说可以翻译成-3,-1,1和3。如果所用主频率等于900MHz，并且要求分谐波频率之间的距离为1600Hz，则所用的分谐波频率将等900.0008MHz,899.9992MHz,900.0024MHz和899.9976MHz。
可以使用每符号一位，或者每符号多位。例如三位符号允许有8个截然不同的符号，但需要8个CPFSK调制的电平。如果每一电平隔开1600Hz，则需要一个7×1600或11200Hz的波段。此外，可以以差一点的噪声性能为代价降低频率间隔。微分集式接收机
在本发明中，有多个接收机102能够接收寻呼机108的无线电应答信号。本发明有两种接收机结构。在一种结构中，多个接收机102并放在一个单个机箱中并且电连接到一个单信息处理器104。这种复合结构称为“微分集式接收机”。在微分集式接收机(图1标为126)中，为每个分立接收机单元102配备一个分立天线122。分立天线位于紧靠微分集式接收机位置的邻近，但互相隔开一个大于所接收的无线电应答信号波长的距离以防止无线电交互干扰。目的是在同一接收站提供分立但相互隔开足够距离的天线，使得基本可能在任何型式的干扰例如多径抵消作用妨碍一个天线的清晰强接收的情形，另一天线将接收到较清晰并具有较大强度的应答信号。在一种代表性的装置中，天线可以隔开20英尺左右，即等于代表性的900MHz应答发射频率的几个波长。目的是保持两个信号的低相关性。
微分集式接收机126以方框图的形式示于图2、3和4。参照图2，对于每个接收机部件102，来自寻呼机的无线电应答信号112被该部件的天线122检出。所接收的应答信号被中心定在应答发射频率例如900MHz的带通滤波器210滤波。这样的信号还被低噪声放大器220放大以增加所接收的应答信号强度。由于天线检出的应答信号强度将根据寻呼机到接收机的距离以及上面讨论的其他因素在一个宽范围内变化。接收机102的前端的动态范围能力必须足以接受这种宽范围输入而不致引起最强的预计应答信号畸变和产生过量噪声掩盖最弱的预计应答信号。最好不调节接收机102中这一点的增益就得到这一能力，因为具有宽变化信号强度的不同寻呼机的许多短消息可能接连被接收。为了在一个时隙内检出开始发射的最弱信号，增益必须为最大值。
210的带通滤波起到降低接收机输入噪声带宽的作用，并起到对第一降频变频级的图象载波抑制滤波的作用。然而，滤波器210的通带必须宽到足以允许接收寻呼系统可能使用的通道范围，正像上面参照CPFSK调制应答符号所叙述的一样，这种滤波可以分两级，即在通过放大器220所获得的低噪声放大之前和之后进行。
在第二级滤波之后，第一变频器230将每个接收到的信号降频变频到一个远低于应答信号发射频率的中频频率。在一个有代表性的实施例中，中频频率可以是45MHz左右。单个本地振荡器250可以耦合到两个变频器230。这确保了两个降频变频信号之间没有频率偏移。但是，接收机单元也可以构造成用两个分立的本地振荡器以允许例如在分立的接收机不是并放在一起的情形将会出现的分立接收机单元102工作在隔开的频道上，下面将要参照“非分集式接收机”更详细叙述。
在微分集式接收机的优选实施例中，本地振荡器250具有图3所示的部件，包括一个电压控制振荡器(VCD)251，一个锁相环路252以及一个直接式数字合成器(DDS)253。在一个有代表性的实施例中，可以使用Analog Devices公司制造的一种型号为AD7008的DDS。DDS通过一个乘法器255锁到一个较低的频率例如10MHz的恒温槽基准振荡器254。通常，恒温槽基准振荡器装在一个外接无线电基站控制单元中。DDS提供一个等于要求的850MHz左右压控振荡器输出频率的128分之一的精确基准输出频率。850MHz左右的实际压控振荡器输出频率被除以128(方框256)以便实现将它锁相(方框257)到DDS。使用DDS锁定本地振荡器251的优点是能够以小增量控制频率。
回到图2，本地振荡器250被用来选择要被接收的频率，DDS使得具有精细调节频率的能力用来将中频信号频率精确集中在紧随变频器230之后的晶体带通滤波器240的狭窄通带内。例如，在相反的情形，如果输入频率不是精确集中在通带内，则通过滤去一个边沿或其他输入变频信号，必然要发生畸变。
来自每个变频器230的中频(45MHz)信号通过有关的窄带晶体带通滤波器240滤波进行图象载波抑制，以为下面叙述的第二次降频变频到一个很低的中频频率作准备。这些滤波器的狭窄性是需要使用DDS精细调节所接收信号的中频频率的一个原因。
由滤波器240，中频(45MHz)信号被馈到一个数字式可选步进衰减器260。步进衰减器能够分几个不连续的步长降低输入信号的强度。在一个有代表性的实施例中，可以使用M/A ComAT220步进衰减器。这些衰减器各自都能以2dB的步长选择得给出直至30dB的衰减。在代表性的实施例中，一对这样的步进衰减器可以构造成给出从0dB至60dB的七个可选择的10dB步长。
衰减的信号在变频器265中从中频频率(45MHz)降频变频到一个很低的第二中频频率例如50KHz。两个变频器265可以由一个例如工作在44.950MHz的单个固定式本地振荡器266驱动。再一次使用单个本地振荡器来确保在两个被降频变频的应答信号之间没有频率偏移。
第二中频频率(50KHz)的降频变频信号通过一个中心在较低的第二中频频率的带通滤波器280进行图象载波和噪声抑制。此后，滤波的信号通过一个模/数转换器290直接取样以产生被接收应答信号的一个单值实数数字取样表示。这种转换器可以是从Burr-Brown公司买得到的DSP102型转换器。每个转换器290具有18位的分辨率，这允许它准确表示一个宽的输入动态范围。在这一分辨率下，不可能找到特别快的A/D转换器，因而不可能找出很低的第二中频频率。动态范围虽宽，但不足以提供足够的分辨比特涵盖来自寻呼机的甚至更宽范围的被接收信号。因此，每个衰减器在接收一个来自寻呼机的脉冲串之后均设定到最小衰减。随着接收到下一个寻呼脉冲串，A/D转换器的输出受到监控，如图2的方框270所示。实际上，监控功能可以在与下面叙述的共享符号信息处理器104合并成一体的可编程序微处理器中获得。监控器270，根据数字样本的幅值分布决定是否以任何速率改变衰减以把输入信号电平下拉到一个不因超出A/D输入范围而被截顶的点。这一调整要做得低到即使幅度分布在包期间变化，也足以使幅度分布不超出A/D转换器的动态范围。这一点要求使衰减大于刚好适合动态范围所需要的衰减。决定和选择都在每个寻呼机发射脉冲串开头的同步段期间快速作出。重要的是加到A/D转换器290上的信号的衰减在接收包的后续数据、CRC或FEC段期间不变化。这个系统的优点是衰减器260被用来自动降低具有强信号的寻呼机(例如紧靠接收机的寻呼机)的接收功率。正如前面所述，接收机前端增益必须保持最大以便能够连续检出弱信号。如果前端增益下降，特别是如果在相邻时隙接收强和弱应答信号的话，这是不可能做到的。
通过比较，在一种现有技术的自动增益控制系统中，增益常常处于模拟控制之下，从而平均输入信号电平被用来调节增益。其结果是增益响应中有一个时间滞后，在接收宽变化强度的发射短脉冲串的情形，将会造成增益落在所要求的增益之后，在接收一个特定的信号期间增益也会变化。
重要的是接收每一个寻呼机应答信机期间的增益要稳定以使信号能够被接收而不致由于自动增益控制系统不是最佳而造成变化着的信号电平的额外降低。这种变化会干扰本发明中使用的判决算法，下面要更详细叙述。同样重要的是，信号电平在以高电平加到A/D转换器时不被过分严重的截顶。如果信号与A/D转换器的输入范围匹配，则有更多的信息使得判决算法能够消除甚至可能对强应答信号有不利作用的干扰影响。
A/D转换器290输出的稳定电平的数字信号馈送到一个在图4中概略示出的单信息处理器104。每个数字信号首先通过一个数字正交解调器300进行第一处理将单值实数信号转换成其复数的同相I和正交Q分量。与模拟解调相比，数字正交解调具有抗幅度和相位不平衡(这会产生I和Q分量在时间上的不良分离)和抗温度变化引起的不平衡的优点。解调以及A/D变换后的所有功能最好用可编程序逻辑器件例如Xilinx5206场可编程序门阵列执行和/或数字信号处理(DSP)微控制器中的软件来实现。四种Texas Instrument公司的TMS 320C32 DSP微控制器及支持软件可以用来实现信号的解调(用方块310表示)和最大可能符号估算(MLSE)(用方块320表示)功能，下面要更详细叙述。解调和MLSE功能在DSP微控制器中可以同时用于两个接收机部件102。例如，数字正交解调(方块300)可以使用时分多路复用处理技术在同一个硬件中串行完成。
微分集式接收机受微控制器330例如Motorola 68360控制。微控制器330被用于对合成器除法器编程以设定标称850MHz的本地振荡器的工作频率。微控制器还监控锁相环路的脱锁报警条件，并控制TMS320C32 DSP的编程和有序起动。各种内部DSP硬件和软件功能都受到对故障或处理错误进行的监控，以及对控制排除问题的适当重新设定或重新编程进行的监控。微分集式接收机解调
在微分集式接收机126的共用信息处理器104内，解调每个接收机检出的已经处理过的寻呼机应答信号包括：(1)确定是不是每个信号在所考虑的时隙都具有一个预定的最小平均信噪比；(2)将应答包的数字符号解码(即确定所接收的最可能应答符号)；以及(3)确定是不是CRC和Reed Solomon奇偶校验位解码没有无法校正的错误。信噪比
参照图5A，来自两个接收机部件(“REC1”和“REC2”)的原始数字信号如方框400所示被进行信噪比分析，信噪比的计算过程包括三个步骤。算出背景噪声最低额，再度量包的信号强度。由于自动考虑促成噪声的诸因素的关系，这对于度量所接收的包是一个比单纯的信号强度更有用的数值。信噪比数值S1和S2如下所述输出到MLSE逻辑。注意信噪比可能因衰落而在每个接收包的两端变得不一样。这意味着计算度量是在包持续期上的一个平均值。解码
解码应答包的每个数字符号紧随在最大可能序列检测过程之后，这在Anderson,Aulin和Sundberg的“数字相位调制”中有叙述(Plenum出版社，1986年，特别参阅第七章)。结果是一个“估算符号”，它是寻呼机发射的最可能符号的一个判别标准。
在一个实施例中，符号解码过程是以William Osborne和MichaelIuntz的经典论文“CPFSK的相干和非相干检波”(1974年八月的IEEE通信论文集，COM-22,No.8，第1023页)为基础的。解调器使用一个匹配数字滤波器组最好是线性相位并能设计得具有高度锐截止的复合基带数字有限脉冲响应低通滤波器组。信号通过一个匹配滤波器组，信号在滤波器组被观察一个时间区间或者足以包含至少一个符号的“窗口”。但是，窗口必须拥有多个符号区间以用最佳方式检出特定的符号。滤波器组中的滤波器数目N使用
N=MW (3)求出。式中W是观察窗口的符号数目长度，M为调制方案中的电平数目。每个滤波器匹配到用于整个窗口的一个特定符号序列。例如，优选窗口长度为拥有期望符号的区间和前一符号区间以及后一符号区间的三符号区间。借助和对两位符号所用一样的四电平的CPFSK调制，每个滤波器组必须包括64(43)个截然不同的数字滤波器。每一个符号区间有四种可能的位组合，一个窗口有三个区间，构成64种可能的三符号组合。
使用上述观察窗口长度W=3并且由两个二进制位组成一个符号的解调方案，对每个三符号(α1,α2,α3)序列产生一个表示相关指数数值P的匹配滤波器输出信号，如图5的方框402所示。在附图中，Pf1表示第一滤波器的准确度指数数值(即符号α1,α2,α3的第一种可能组合)，Pf2表示第二滤波器的数值(即第二种可能的组合)，以此类推。一般，每一个准确度指数数值Pfn以数字表示有关滤波器与之匹配的符号序列(α1,α2,α3)和通过滤波器的数字信号之间的相关程度。在无噪声的环境中，只有与实际符号序列匹配的滤波器会给出高输出。在实际环境中，数值根据所检出的相关程度排列。因而，每个滤波器按时为每个符号区间输出一个数字。生成一个接一个这些数字系列，每个符号一个数字就构成一个包。如图5的方块404所示，宽为64个数长为包长度的完全阵列组被存储起来供以后MLSE逻辑需要时作计算之用。
如方块406所示，匹配滤波器的输出要对每个符号进行检查以确定哪一个滤波器提供最高的准确度指数。对每个观察窗口具有最高准确度指数的滤波器便被用来识别感兴趣的符号k，即三符号长度的一个观察区间的中间符号。被认为“最可能”的符号k对整个包(包括CRC和FEC奇偶校验位)进行累加，如方框408所示。差错检验
当整个包(数据段，CRC和FEC)已经被累加起来时，就进行差错检验(方框410)。检错与纠错按常规进行。参阅例如说Michelson,Levesque的“用于数字通信的纠错技术”(John Wiley & Sons公司1985年版)。对于每一个被接收包，设定一个差错标志(EC1或EC2)来指示信号是不是已经通过差错解码。可纠正的错误在这一级都得到纠正，并且数据段的最可能符号被输出(对接收机1为PAK1，对接收机2为PAK2)。用这一办法生成的最可能或估算数据符号组成的包称为“硬包”。
总之，由微分集式解调结果所得到的输出包括：信噪比(S1用于接收机1,S2用于接收机2)；差错标志EC1(或 EC1)和EC2(或EC2)，分别指示来自接收机1和接收机2的包是不是已经通过差错解码；以及数据符号硬包PAK1和PAK2。
此外，如果需要，就通过组合所存储的匹配滤波器组的信息(即存储在方框404的滤波器输出信息)提供另一组输出。所存储的信息如图5B的方框412所示那样恢复。用于REC1的每个符号滤波器组合的信息与REC2的相应信息相组合(方框414)。于是，对64对准确度指数的每一个来说，数值均被组合起来并且这是对包的每一个符号进行的。此后，对每个符号确定出最高的组合准确度指数(方框416)并根据这种最高组合指数确定出最可能的符号k。对每个包进行估算符号累加(方框418)，然后再通过如上所述的纠错和解码(方框420)。在差错解码和纠错之后，估算的符号以“组合”硬包(PAKC)的形式输出。同样地，供应一个差错解码信号ECC或 ECC。如果不能生成一个可靠的硬包并且必须输出一个软包，则来自方框418的累加信号与软符号信息(来自方框422)一起以PAKCunc(未纠错的)的形式输出。
仍然参照图5B，在方框422使用组合准确度指数信息来生成每个未纠错数据符号k可能准确的一个估算Psoft。确定Psoft数值并将它与包的每个数据符号联系起来。各估算符号k与它们的相关Psoft数值的组合称为“软包”。软包因包含有Psoft信息可立即与硬包区别，而硬包则仅由估算符号组成。计算Psoft数值
在本发明的一个实施例中，软符号信息被简单地确认为最可能的符号k和组合匹配滤波器输出的最大样本。
在本发明的另一个实施例中，则算出一个加权的相关指数。对于所使用的M个电平或分谐波频率的数目和W个符号的观察窗口长度，并且其中用于组合滤波器输出的Pkm=max{Pf1,Pf2,…PfMW}，加权的相关指数为αk=Pkm(1MW-1)Σ(fn)≠(km)fn=1fMWPfn-----(4)]]>如上给出的加权相关指数等于滤波器和的最大值除以所有其他滤波器和的平均值。在这一情形，用于每个估算符号的软符号信息为(k,αk)，即用于估算符号k的Psoft为αk。
例如，在M=4种电平和W=匹配滤波器窗口长度=3个符号的情形，αk=Pkm163Σ(fn)≠(km)fn=164Pfn-----(5)]]>符号差错的条件概率
在本发明的一个优选实施例中，算出加权的相关指数之后在接收机上执行两个中间步骤。根据方程(4)算出的加权相关指数被转换为符号差错的条件概率，后者是估算符号k不正确的概率的测度。在一个实施例中，使用由指数数值和对应的符号差错概率组成的查找表进行转换。
查找表可以通过仿照制作差错概率对相关指数数值的统计图表造出来。符号差错的条件概率被认为是以通道状态Sn为条件的概率。通道状态Sn定义为
Sn=(Rn,No) (6)式中Rn为用于符号k的估算倍增畸变，No为高斯噪声功率谱密度。衰变幅度假定在符号区间期间近似为常数。
然后根据测出的概率进行标准曲线选配，以找到一个用相关指数数值的函数形式给出概率的方程。方程被用于完成绘制相关指数数值对差错概率的一个查找表。在一个实施例中，差错概率数值范围从0到1，并且差错概率数值被表示为一个六位二进制数。这样，所表示的数值将在0到63的范围内(小数)
查找表被用于在接收机的符号信息处理器中将相关指数转换为符号差错的条件概率。这个新的数值即被用作估算符号k的Psoft准确度指数。微分集式接收机的MLSE逻辑
最后，一个与最可能的估算符号有关的信息包被送到中央控制器。决定要被发送的信息的逻辑步骤示于图6-10。
参照图6，当已经从两个接收机部件接收到包(方框500)时，便计算硬包PAK1和PAK2，信噪比数值S1和S2(方框501)。下一步，计算EC1(或EC1)和EC2(或 EC2)(方框502)。后面的步骤视差错检验的结果而定，如两个信号均通过差错检验(方框503)，则后跟一条路径；如果一个信号通过差错检验而另一信号通不过(方框504和505)，则后跟另外的“镜像”路径；如果两个信号均差错解码失败，则后跟另一条路径(路径506)。
参照图7，如果两个应答信号均已通过差错解码(方框510)，则作出判断是不是存在恒等的硬包(判决方块512)，如果存在，则任意选择PAK1作为硬包送到中央控制器；如果不存在，则逻辑步骤继续行进到方块514判断第一信号(S1)的平均信噪比是不是大于一个门限值St。信噪比门限值St是在系统设计期间通过使用理论计算和模拟方法算出并存储在接收机中的。信噪比门限值St要选择得使假包接收率最低，并且包的通过量最大。这个数值在以后可以根据实际系统的运行经验调整。如果S1超过St，则选PAK1作为硬包送到中央控制器。否则，逻辑步骤继续行进到方块516判断第二信号(S2)的平均信噪比是不是大于门限值，在大于的情形将PAK2送到系统控制器。所有这些指令都失败的结果便是无信号输出(“废包”)。
图8和9示出仅有一个信号通过差错解码的逻辑步骤(方块518和518’)。在这一情形，对通过解码的信号是不是具有一个大于门限值的平均信噪比作为判断(方块520或520’)。如果是，则将适当的硬包PAK1或PAK2送到中央控制器。否则，对另一个信号的平均信噪比是否大于门限值作出判断(方块522和522’)，如果不是，则无信息输出(“废包”)，而如果没有通过差错解码的信号具有大于门限值的平均信噪比，则参照图5B的方框414将上述两个信号组合起来。生成包PAKC并像图8和9的方框524和524’所指出的那样对组合包作差错检验。对组合信号是不通过差错解码作出评估(方块526和526’)。如果组合信号通过差错解码，则将组合信号的估算符号作为硬包(PAKC)送到中央控制器。否则将一个软包(PAKCunc)送到中央控制器，软包由估算符号K和用于包的每个数据符号的准确度指数Psoft组成。
参照图10，如果两个单独信号设有一个通过差错解码(方框528)，则对是否有任何一个信号具有高于门限值的平均信噪比作出判决(方块530)。如果没有，则无包送到中央控制器(“废包”)。如果有任何一个单独信号具有大于门限值的平均信噪比，则执行信号组合(图5B的方框414)，生成PAKC和差错信号(ECC或 ECC)，并对组合信号进行差错检验，如图10的方块532所示。对组合信号是不是通过差错解码作出评估(方块534)。如果是，则组合信号的估算符号的估算符号作为硬包(PAKC)送到控制器，而如果组合信号没有通过差错编码，则将一个软包PAKCunc送到中央控制器，软包由估算符号k和用于包的每个符号的准确度指数Psoft组成。非分集式接收机
参照图1，除了微分集式接收机126以外，还有一个以上的接收部件和一个以上的天线，本发明能够利用各自仅有一个单接收部件102的一个或多个非分集式接收机128。非分集式接收机的接收部件102与图2方框图的一个单支路完全一样，包括天线122，带通滤波器210，低噪声放大器220，受振荡器250(最好是图3所示型式的)控制的变频器230，窄带滤波器240，步进衰减器240，受本地振荡器266控制的第二变频器265，带通滤波器280，以及模/数转换器290。模/数转换器的输出被监控(方框270)用于衰减调节(方框260)。如前所述，衰减是在包的开头同步段期间调节并在包的其余部分固定不变。接收一个包之后，在下一次接收到弱包的情形衰减被调定在最小值。
模/数转换器290的输出被提供给专用于单接收机的符号信息处理器104。参照图4，数字信号和前面所述一样在微控制器330的控制下，像上述对包括方框300和310的两个支路之一那样处理。更具体地说，参照图11，在方框400’算出平均信噪比S。数字信号通过一个数字滤波器组(方框402’)并为感兴趣窗口中的每一个符号组合指定一个准确度指数数值Pfn。根据具有最高输出的匹配滤波器选出一个估算符号k(方框406’)。估算符号对整个包(包括CRC和FEC段)累加(方框408’)。整包通过差错解码和纠错(方框410’)，估算的数据符号以硬包(PAK)的形式输出并设置差错标志(EC或 EC)指示包是否已通过差错解码。此外，方框402’的匹配滤波输出被供应到软判决逻辑(方框422’)以确定Psoft准确度指数。如上所述，Psoft数值根据最高的匹配滤波器输出确定，或者根据加权相关数值或差错概率的数值确定。
参照图12，非分集式接收机逻辑步骤以评估信噪比S是不是大于门限值St开头。如果不是，则无信息送到中央控制器(“废包”)。如果信噪比大于门限值，则逻辑步骤继续进到方框442，判断包是否已经通过差错解码。如果是，则将硬包PAK送到中央控制器。否则执行软判决计算，并将一个软包(PAKunc)送到控制器，软包由每一个符号k和有关的准确度指数Psoft组成。中央控制器处理
对于每一个寻呼机应答信号，中央控制器都如上所述从检出应答信号、解码应答信号并转发一个包的若干接收机接收若干个包。来自微分集式接收器的包不与来自非分集式接收机的包区分开。硬包将包含有估算符号，而每一个软包将包含有一个估算符号和有关准确度指数(Psoft)数值(最好是以上面参照“符号差错的条件概率”叙述的差错概率的形式)的系列。所有送到中央控制器的包都包括CRC和FEC奇偶校验位。最好每个包还识别发送它的接收机。
图13示出中央控制器的第一实施例所遵循的顺序。如方框550所示，在送出寻呼之后，中央控制器监示寻呼机应答的时隙以判断是否已接收到任何应答，并继续检验数据直到感兴趣的时隙的全部包都用于评估和处理为止。如在551所示，各包被按寻呼机分类。下一步，评估感兴趣的寻呼机的各包以判断是否存在有任何硬包(方框552)。中央控制器可承认第一个硬包运载寻呼机的正确应答符号数据，不要求其他的处理。
在优选实施例中，只是在没有接收机输出可解码的硬包时，才要求在中央控制器进行补充的处理。这很重要，因为处理量很大并且费时间，特别是在信号拥塞期间要求中央控制器有好几个动作时更显紧张。然而，在没有任何硬包以及在只有一个或多个软包的情形，中央控制器还是要处理软包。在方框554，中央控制器使用一个查找表的副本将差错的条件概率数值转变回准确度指数数值(即接收机中的匹配滤波器实际输出的数值)。在接收机中使用中间步骤将指数转变成符号差错的条件概率，又在中央控制器中将符号差错的条件概率转变回准确度指数的优点是允许使用不同制造商的接收机。另一种办法是，中央控制器能够根据符号差错的条件概率数值判断最可能由寻呼机送出的应答信号，就好像中央控制器没有借助查找表对每个接收机编程一样。
一般，随即以一种类似于上面参照微分集式接收机所叙述的方法将软包组合起来(方框554)但将组合可能包括有二个以上软包的情形除外。和在微分集式接收机中所出现的一样，中央控制器的组合包包括CRC和FEC奇偶校验位以及数据符号和有关准确度指数数值。在一个符号一个符号的基础上进行组合并且对整个包累加信息(方框556)。对组合包进行差错检验和纠错(方框558)。如果组合包通过差错解码，则将估算符号作为硬包输出。否则，中央控制器的反应就好像没有接收到任何包一样。用于软包的中央控制器算法(不存在硬包)
关于软包的组合算法，在整个这一段中，接收机站(微分集式和非分集式)的数目(称为分集的“阶”)用L表示。为了说明，假定有四个可能被个人寻呼装置发射的符号(-3,-1,1,3)对应于四个应答信号。因此，符号组合程序将使用(k’,Psoft’),…(kL,PsoftL)作为输入变量，并产生出Cn作为估算(组合)符号。
一种称为选择组合的组合方法将组合符号Cn作为最高软符号信息(即最高准确度指数)的候选符号。描述选择组合法用方程：(max1≤k≤L{Psoftk}=Psoftp)⇒(cn=kp)----(7)]]>
本发明的优选实施例包括等增益组合法。为了实现等增益组合，必须首先计算下面方程定义的系数：μk=Σp=1LPsoftpδ[k,kp]----(8)]]>式中k是可能的符号-3,-1,1,3之一，δ[m,n]为Kroneckor符号：δ[m,n]={0,m≠n1,m=n]]>数据处理器根据下面的方程估算输出符号：maxm=-3,-1,1,3{μm}=μk⇒cn=k-----(9)]]>
正如由上面的方程所看到的，每个可能的符号具有通过符号信息处理器之一算出并输出的零或零以上的指数。在一个可能的符号具有通过一个符号信息处理器输出的指数的情形，符号信息处理器已经选择那个特定的符号作为候选符号。对每一个可能符号的诸指数相加，就产生出用于每个符号的μk。与最大数值的μk相关联的符号便被确定为寻呼机发射的估算符号Cn。
为了说明组合的方法，令L=3为接收机数目和W=1为用于基站接收机的相关器窗口长度。考虑基站接收到的软符号信息相加，即它或者是匹配滤波器输出的最大样本，或者是方程(4)定义的加权相关指数。第一接收机解调出所接收的信号和算出一个指数数值产生出符号、指数对(1,7.88)。第二接收机产生出符号、指数对(1,4.25)。第三接收机产生出指数对(3,9.75)。在时刻t=nT，基站接收到来自基站接收机的以下信息：(k1,Psoft1)=(1,7.88)]]>(k2,Psoft2)=(1,4.25)]]>(k3,Psoft3)=(3,9.75)]]>使用方程(7)定义的选择组合方法，由于maxm=1,2,3{Psoftm}=Psoft3]]>选择组合器将输出符号：
Cn=3
使用方程(8)和(9)定义的等增益组合法，执行组合的数据处理器算出下面的μk数值：
μ-3=0,μ-1=0,μ1=12.13,μ3=9.75由于
maxm=-3,-1,1.3{μm}=μ1等增益组合器将输出该符号，结果得到：
Cn=1按优先序排列数据
此外，一种降低中央控制器所需处理量的方法是根据若干选择标准按优先序排列各包。接收机输出的应答信号的处理量特别是在接收到许多个软包的情形很大，但如果把注意力首先指向最可能的有用接收包源，就可以节省中央控制器的处理力量。
估算一个特定接收机或接收机组的可靠性可以根据和软包或硬包信息一道从接收机送出到中央控制器的补充信息进行。这个信息包括一个指示在接收机中通过或通不过CRC和FEC两个解码的指数以及指明硬包中纠错数目的指数。还包括一个信噪比的指数。
在图14的流程图所说明的实施例中，中央控制器接收来自各接收机的许多个包。这些包可以是硬包也可以是软包，并包含有上面指出的补充信息。
在方框560，用时隙把各包分类。按接收的具体特定时隙将全部包分组以供进一步处理。然后对特定时隙的各包根据接收它们的频率在方框562进行分组。再将同一频率接收的各包分组以供进一步处理。
然后在方框564，检查信噪比指数。最高的信噪比指数被用作对接收机信号分组的中心。
在寻呼机发射被调节的控制系统中，可以假定一个特定的寻呼机应答将被互相靠得很近的一群接收机接收。可能是一个或多个接收机将给出硬包而其他靠近的接收机将给出软包。其他在最接近区域之外但也许是在有利接收位置例如山顶的接收机也可能给出包含有硬包的良好信号。离主群很远的接收机将不大可能接收到同一个寻呼机应答。
因此，包分组处理可以使用良好的信噪比指数来确定各可能组的中心。如果接收到任何硬包，则可在566选出来并在568输出去。
组中的软包如果与所收到的硬包相似，则为了节省处理时间可以不予考虑。
如果没有硬包可用，或者软包不与硬包相关，则可以像上面参照图13所述那样在570、572和574将软包组合起来。REC1和REC2信号的归一化
为了恰当组合、处理和比较微分集式接收机的不同天线检出的信号，理论上用于两个天线输入的RF前端增益最好一样。但是，元件允差的可变性、正常磨损可能造成通过接收机前端(即符号信息处理器的上游)的增益不同。
如图15所示，数字信号处理可以补偿接收机中的任何增益失配。这一点就在图5A的方框400和402之前在解调基带电平上完成。由于分立的天线相当靠近，许多包上的平均噪声幅度应当近乎相等。如图16的方框600所示。分立接收机部件的平均幅度在许多包例如218个符号上进行比较，并且算出的“纠错系数”使得一个或另一个数字信号相应地改变比例尺(方框602)，从而调节前端的增益失配。两个分集通道之间的自动增益失与检测
对于微分集式接收机的分立接收机部件的接收信号强度的平均差可以作为诊断工具监示和跟踪。如果各电平在一个长时间周期上互相相对变化，这一点可以被用作接收机部件之一的故障指数或预测故障指数。测量需要在一个长时间周期上用多个寻呼机的信号求平均值，因为两个接收机部件之间的信号强度在正常情况下会有变化。算出被接收包的信号强度的统计数值并比较两个通道的平均信号强度。当差超过一个门限值时，作出“失配”的判决。例如，参照图16，可以比较上面关于“REC1和REC2信号的归一化”所确定出的比例尺改变系数和在一个预定的周期上求平均(方框610)，以及在预定的周期上求平均时，判决比例尺改变系数是否达到超过门限值(方框612)，如果是，则可宣布告警状态(方框614)。接收包的告警
作为另一诊断工具，值得花点时间就指示信号畸变和干扰问题的状态监控接收机部件(微分集式和非分集式)的性能。如果接收机部件一贯检出强信号但难得输出硬包的话就会出现这样一种指示。例如，参照图17，接收机部件的自诊断系统可以判断信噪比是否超过门限值(方块620)。如果始终存在这一状态，信号就应当通过差错解码，并且接收机应当输出硬包。如果差错解码不成功(方框622)，则“软包计数器”增1(方框624)。这表示接收到强信号但差误解码不成功的次数。在方框626，就计数是否高于一个预定极限作出评估。如果计数超出，就可发送告警状态(方框628)，以便能够对该接收机部件采取纠正的行动。否则，在方框630就预定的时间区间是否已经过去作出判断(方框630)。如果没有，则通过处理下一个包而继续自诊断过程(方框632)。但是，如果预定的时间区间已经消逝，则区间计时器和软包计数器回到零位(方框634)。因此，告警状态仅在预定的区间内已经产生了预定数目的软包时发送，而不管是否已经收到强信号。站噪声测量
为了准确评估接收机站存在的噪声，通常需要专门的测试设备。而根据本发明，则有可能在一个或多个接收机部件内进行站噪声测量。首先，在制造时对接收机部件进行了自身噪声校准。接收机部件本身产生的固有噪声是知道的。其次，在安装到站上时，测出天线增益和天线电缆损失并输入接收机微处理器(图4的部件330)。也知道热环境噪声电平(-174dBm/Hz)。这一信息被用来提供接收机覆盖区域比理想覆盖区域下降的一个指数。
参照图18，接收机监示无寻呼机活动的时期(方框640)。当检出“静止时期”(无寻呼机活动)(方框642)时，接收机部件的衰减器(图2的260)设置到最小，并测量基带样本幅度(I2+Q2)(方框644)。接收机继续检查寻呼机活动(方块642和646)并在出现这种寻呼机活动时中止背景站噪声计算。如果静止时期在继续，就计算出站上的背景噪声电平(方框648)。
用I和Q表示同相和正交分量，则站背景噪声NB(dBm/Hz)由下式给出：NB=10log(Σi=1n(Ii2+Qi2)1000nRref-Rxnoise)-10log(BW)-Gmisc----(10)]]>式中BW为接收机噪声带宽，Gmisc为混合增益，系数1000用来转换为dBm,Rref=50欧姆·Gmisc等于
Gmisc=接收机增益-电缆损耗+天线增益 (11)Rxnoise为接收机的等效噪声，用下式给出
RXnoise=10a式中-174dBm/Hz为背景热噪声，NF为接收机的噪声指数。
如果背景噪声电平高于预定的极限(方块650)，则由接收机发送出报告或告警状态(方框652)，提醒寻呼系统提供商注意接收机的覆盖区域低于设计标准。对时
整个寻呼系统可以同步到精确的GPS时间基准。各寻呼机根据它们从寻呼发射机收到的信号发射，使得寻呼机也和GPS同步。每一个微分集式接收机和非分集式接收机都可以有一个用于连接到GPS定时信息接收机的GPS定时输入端。
另一种办法是，通过提供一种用于数据包的时序结构使微分集式和非分集式接收机构造得不用GPS输入就能获得时间同步，时序结构就是若干相等周期的接连时隙被另一不同周期的“静寂时间”有规律地中断。图19(在带有图16的附图页上)说明这样一种时序结构。图中表示出每秒800比特(BPS)的两帧数据时隙。在所说明的例子中，有各为160ms周期的11个时隙。可以将11个时隙的任何一个分配给寻呼机作应答发射，在任何一个特定帧内不是所有的时隙都必须含有所发射的包。
接收机(微分集式和非分集式)具有一个内时钟并能够准确确定所接收各包之间的时间，它能通过指出所接收的包的互相相对位置逐步朝向与这个帧结构同步。如果接收到某个包时隙后在一个较晚的时刻甚至是几个帧之后接收到第二个，若间隔时间等于11×160ms+115ms的倍数，就能根据包之间的间隔判断它们来自同一编号的时隙。如果检出的包不是来自同一时隙，则它们将互相偏离最多达10×160ms的一个160ms的倍数。如果它们偏离10×160ms再加上11×160ms+115ms的某些倍数，则所接收的时间包为时隙1和11内的包并且静寂时间的位置是知道的。如果检出的包恰好比10×160ms+11×160ms+115ms的间隔小某些倍，则不能确定静寂时间的准确位置。随着接收到更多的包，补充的信息允许更准确地确定静寂时间的位置。
一旦接收到任何一个包11加上任何一个包1，就准确知道了静寂时间的位置，并且正确建立起接收机的时间同步。即使是局部同步状态也使接收机有望更准确地知道包的时序范围。例如，知道已经收到间隔6×160ms的包(甚至再偏移11×160ms+115ms的一些倍数)，则知道这些时隙和它们之间5个时隙为有效的包隙。在接收到这个范围以外的更多包以前，不知道该7个包是1至7,2至8,3至9,4至10或者6至11。更多的包即使是许多帧以后的包将通过减少不确定性填补失掉的信息。
用另一种方法说明，一旦确定出一个时隙(即一个接收包)的时序，后面的时隙位置(即后面的接收包)就被相对于第一时隙确定。后面的时隙可以或者等于模为帧周期的时隙持续时间倍数(情形A)或者等于模为帧周期的时隙持续时间倍数加静寂时间(情形B)。用数字方法说明：
情形A：Tn-Tm=rem(N*t)/F)或者
情形B：Tn-Tm=rem((N*t)+D)/F)式中：
Tn=时隙n的时间
Tm=时隙m的时间
n＞m
n,m={1,2,…，时隙数}
N=一个整数
t=时隙持续时间
D=静寂时间
F=帧周期
如果在两个时隙之间情形A成立则m和n之间的所有时隙都在同一帧内，并可判定为有效包时隙。
如果情形B成立，则知道静寂时间在m和n之间。n以后的所有时隙和m之前的所有时隙因为每一个都恰好是数据时隙持续时间的一个倍数而被确定。例如，如果在时隙6内接收到一个包，后面跟着一个时隙2内的包，则将知道在所发射的包之间恰好有六个有效包隙加一个静寂时间。因而所检出的包必须是下面的时隙组合之一：5,1；6,2；7,3；8,4；9,5；10,6；11,7。不同时隙中的另外的包将帮助确定静寂时间的准确位置，其结果是使不带有直接GPS基准的接收机同步。
在叙说完本发明优选实施例的时候，将体会到其中可以作出各种不同的变化而不致脱离本发明的精神和范围。