高频组件 本发明涉及一种高频组件，本发明尤其涉及一种谐振器、滤波器、振荡器之类的装置，用于微波波段或毫米波波段通信。
随着最近对移动通信系统需求的扩大，毫米波段被广泛地应用，以增加系统中发送信息的能力。高频介质滤波器或高频压控振荡器(VCO)包括例如柱状的TE01δ模式介质谐振器。
通常，谐振器的谐振频率由其形状来决定，而谐振器和微带线之类传输线之间的电磁耦合的强度由它们之间的距离决定。因此，为了生产满足所需规格的滤波器或谐振器，谐振器形状的形成及其定位需要很高的精度。
在第8-265015号日本专利申请公开中，本申请的受让人揭示了一种组件，其中电极设置在介质片的两个主表面上，以在介质片的一部分上形成介质谐振器。设置在介质片上的电极用作地电势；设置在另一个介质片上的微带线被叠在介质片上。这种结构提供了诸如VCO之类地高频组件。
另外，类似的高频组件类型在第8-294087号日本专利申请以及待批的第965464号美国专利申请中揭示。图5到8描述了高频组件的结构。应该注意，高频组件在递交第10-17006号日本专利申请(本申请以该申请为基础)时还未公开。因此，发明人未将高频组件作为本发明的现有技术。
图5示出组件的透视图。这里，除了介质片的每个主表面的的一部分之外，(它是开口4)电极2和3形成在介质片1的两个主表面上。这允许形成TE010模式介质谐振器。两条形成在电介质和绝缘基片上的传输线11和12和介质谐振器磁耦合。
如图6中所示，由于电磁场被局限在开口4和5之间，故可以减小除了传输线11和12之外的电子元件和谐振器之间的耦合。另外，当将谐振器用作振荡器时，电磁场能量在开口处的密度允许谐振器和耦合传输线之间的强耦合，导致调频制宽度的增加。
但是，由于在开口的上部和下部没有接地电极，故开口处的传输线11和12的阻抗稍微比其他区域中的传输线阻抗高些。结果，产生由阻抗失配引起的传输信号的反射，并导致了产生谐振，它是由产生反射的部分和负阻电路之间的电长度引起的。这对TE010模式的介质谐振器是(但对TE01δ模式介质谐振器，不是)唯一的问题。
图5中，通过开口的传输线11和12没有弯曲部分。在这种情况下，和开口的内侧越接近，则传输线的阻抗越大，如图7中所示。即，发生阻抗失配。因此，在不同于介质谐振器的谐振频率的频率处产生谐振。
图8示出史密斯圆图，其中r方向表示由谐振产生的反射的大小，而θ方向表示反射相位。在图5所示的组件中，与由介质谐振器产生的谐振相协调，发生了由阻抗失配引起的谐振。因此，当将这样的谐振器用于压控振荡器时，副传输线特性阻抗的定位依从关系允许副传输线特性阻抗相应于振荡频率的变化而变化。相应地，需要考虑VCO频率调制的线性问题。
相应地，本发明的一个目的是提供一种减小由阻抗失配引起的寄生振荡的高频组件。
本发明的另一个目的是提供一种频率调制具有较好线性的高频组件。
符号Z0指接地电极和传输线相对的区域的特性阻抗，而符号Z1指它们不相对的区域(即，开口区域)的特性阻抗。当对传输线的一端作电阻性端接时，在传输线电磁耦合到介质谐振器的点(下面称为谐振点)处的反射系数的大小表示为公式：(Z12-Z02)/(Z12+Z02)。Z1/Z0的比值越大，则反射越大。
另一方面，传输线的电容分量主要发生在开口的边缘对着传输线的部分。因此，通过缩短开口的边缘和传输线之间的距离，可以增加传输线的电容，并且可以压低传输线的特性阻抗。另外，减小副传输线的特性阻抗的位置依从关系允许增加频率调制的线性。
本发明提供了一种高频组件，它包括介质片；设置在介质片两个主表面上的电极；形成在每一个电极上的开口，开口要对齐，从而使之形成为介质谐振器；耦合到介质谐振器的传输线；其上具有传输线的基片，其中基片被叠在介质片上、导电壳体，用于将基片和介质片设置在其中；其中，耦合到介质谐振器的传输线中的一根设置在和大致上沿开口的边缘的开口内侧相符合的位置处。
上述安排允许开口范围内传输线阻抗不增加，导致反射减小。所述传输线还包括另一根传输线，可对该线的一端作电阻性端接终止，而其另一端可以连接到负阻电路，从而形成振荡器。因此，可以控制寄生振荡。
另外，耦合到介质谐振器的传输线的起先描述的一根的一端可以连接到可变电抗元件，而对其后描述的传输线的一端可以作电阻性端接，而该线的另一端可以连接到负电抗电路，以形成振荡器。由于连接到可变电抗元件的副传输线的特性阻抗的定位依从关系较小，故这种安排允许增加频率调制的线性。
另外，两根传输线可以设置与大致上沿开口的边缘的开口内侧相符合的位置处。这允许抑制寄生振荡，从而可得到频率调制具有较好线性的振荡器。
图1是部分被切去的透视图，示出根据本发明的第一实施例的压控振荡器(VCO)主要部分的结构；
图2是VCO的平面图；
图3是VCO的等效电路图；
图4是根据本发明的第二实施例的振荡器结构的平面图；
图5是部分被切去的透视图，示出另一种类型的VCO的结构；
图6是设置在介质片上的TE010模式介质谐振器的电磁分布的例子的图；
图7是耦合到介质谐振器的传输线的特性阻抗的一例的图；
图8是由耦合传输线产生的寄生振荡的一例的图。
现在参照附图，给出对本发明实施例的描述。图1到3示出在本发明的第一实施例中使用的VCO(压控振荡器)的结构。
图1是部分被切去的透视图，示出VCO的主要部分的结构。这里，除了介质片的某一部分之外在介质片1的两个主表面上分别形成导电层，从而安排TE010模式介质谐振器。传输线11和12形成在基片6的表面上，该基片6为介质片或绝缘片。基片6叠在介质片1上，而且传输线11和12与介质谐振器磁耦合。
为描绘简便起见，图1只示出装入层状结构的导电壳体7的一部分。较好的做法是，导电壳体7具有至少两个导电表面，它们至少在层状结构的上主表面和下主表面相对。另外，壳体的导电上表面和下表面与层状结构的主表面之间的空间最好如此地调节，从而具有等于介质谐振器的谐振频率的频率的信号在除了开口之外的区域中衰减。
图3是上述VCO的等效电路图。符号R表示介质谐振器。在该图中，对主传输线11的一端作电阻性端接，而该主传输线的另一端连接到使用FET15的负阻电路，以便形成振荡器；然后，连接到副传输线12(该副传输线与介质谐振器R耦合)的变容二极管16的电抗由偏置电压改变，从而可以控制振荡器频率。
图2是VCO的平面图。在该图中，标号11表示主传输线，标号12表示副传输线。在主传输线11的一端和接地电极14之间连接了终端电阻器13，而传输线11的另一端连接到FET15，它被安装在串联反馈传输线路18上。标号21表示片形电阻器，标号20和22表示FET15的偏置电路，而标号19是输出电路。副传输线12的一端通过可变电抗元件(诸如变容二极管16)接地。而标号23表示变容二极管16的偏置电路。
在这个实施例中，介质谐振器的振荡频率为30GHz，介质片的相对介电常数为24，而基片6的相对介电常数为3.4。副传输线的一部分如此地做成环状，从而副传输线12在沿开口内侧的位置处通过，它和开口边缘相距0.4mm。副传输线12具有另一部分，它笔直地从变容二极管16延伸到介质谐振器。副传输线12的笔直部分的长度大致上等于具有谐振频率的电磁波的1/4波长。副传输线12的笔直部分的长度指变容二极管16和副传输线的拐角121(弯曲从该处开始)之间的距离。
如这里所示的，副传输线12和电极2之间在介质谐振器范围内的距离大致上是固定的，从而副传输线12的特性阻抗在谐振器范围内任何位置处几乎相等。相应地，可以得到VCO的频率调制的令人满意的线性。
另外，主传输线11和副传输线12可以如此安排，从而它们都在开口内侧沿开口边缘延伸。这允许进一步提高频率调制的线性，并可以抑制寄生振荡。
图4是根据本发明的第二实施例的平面图，由于它是具有固定振荡频率的振荡器，故这里所示的振荡器既没有副传输线也没有变容二极管。在该图中，传输线11从终端电阻器13笔直地延伸到介质谐振器4，稍微地(即，大约0.4mm)进入谐振器，然后沿谐振器的周边延伸。另外，在通过谐振器周边后，在一合适的点处传输线11笔直延伸到FET15。
类似于第一实施例，在第二实施例中，谐振频率为30GHz，介质片的相对介电常数为24，而基片6的相对介电常数为3.4。虽然从布线的经济方面考虑，第二实施例对于谐振器外面的主传输线11采取笔直的形式，但这种形式可以根据需要改变。
这种安排允许增加主传输线11的电容，并允许控制电极开口4的区域中主传输线11的特性阻抗的增加。结果，可以抑制线11的阻抗失配，从而控制由反射引起的不需要的谐振。