磁集成DC/DC变换升压型传输比扩展电路及高升压电路.pdf

一种磁集成DC/DC变换升压型传输比扩展电路及高升压型传输比电路，实现升压型传输比扩展二端口网络AB级数从n到n+1级扩展时，电感和二极管呈有规律递增，即增加一个电感和三个二极管，就实现从n到n+1级的扩展；将扩展级数为n(2≤n≤500)的DC/DC变换升压型传输比扩展电路应用于传统Boost变换器时，构成同极性高升压型传输比电路，此时传输比为M=n/(1－D)；而将扩展级数为n(2≤n≤500)的DC/DC变换升压型传输比扩展电路应用于传统Buck－Boost变换器时，构成反极性高升压型传输比电路，此时传输比为M=-(nD)/(1－D)；采用磁集成多绕组的耦合电感可以实现升压型传输比扩展电路中多个电感的磁集成。

1、  一种DC/DC变换升压型传输比扩展电路，其特征是：采用线性电感和二极管的组合扩展，扩展级数n的取值范围为2≤n≤500，构成升压型传输比扩展电路的二端口网络AB，其中：
A为电感L₁和二极管D_x1阳极的交点；
B为电感L_n和二极管D_x3阴极的交点；
将电感L_x1、二极管D_x2阳极和D_x3阳极的交点定义为节点E_x，电感L_x、二极管D_x-1阴极和D_x2阴极的交点定义为节点F_x，E_x和F_x为二端口网络AB的内部节点(其中x＝2、3……n)；
实现升压型传输比扩展电路二端口网络AB从级数n到n+1扩展时，电感和二极管呈有规律递增，即增加一个电感L_n+1和三个二极管(D_(n+1)1、D_(n+1)2、D_(n+1)3)，就实现扩展级数从n到n+1级的扩展，它们和原有的n级升压型传输比扩展电路的连接关系如下：断开L_n与节点B的连接线，电感L_n和二极管D_(n+1)2、D_(n+1)3阳极的交点为E_n+1，电感L_n+1和二极管D_(n+1)1、D(_n+1)2阴极的交点为F_n+1，D_(n+1)1的阳极和节点A相连，D_(n+1)3的阴极和电感L_n+1的另一端与节点B相连；
根据线性电感和二极管所扩展的级数n的不同，实现升压型传输比的扩展，而且不管扩展级数n取多大，升压型传输比扩展电路中的各线性电感L_x均与升压变换器基本电感L₁取值相等，即L₁＝L_x；二极管D_x1和D_x3耐压值均为而二极管D_x2耐压值为Vin(其中x＝2、3……n)。

2、  根据权利要求1所述的DC/DC变换升压型传输比扩展电路，其特征是：采用升压型传输比扩展电路二端口网络AB替代传统Boost电路中的电感，其中二端口网络A节点和输入直流电压(Vin)的正极相连；而B节点和主功率开关(S)的集电极及续流二极管(D_FL)的阳极相连；续流二极管(D_FL)的阴极和输出滤波电容(Co)及负载(Z)的一端相连；输入直流电压(Vin)的负极和主功率开关(S)的源极、输出滤波电容(Co)及负载(Z)的另一端相连；即构成了同极性高升压型传输比电路，当升压型传输比扩展电路级数为n(2≤n≤500)时，电路的传输比为 M = n 1 - D . ]]>

3、  根据权利要求1所述的DC/DC变换升压型传输比扩展电路，其特征是：采用升压型传输比扩展电路二端口网络AB替代传统Buck-Boost电路中的电感，其中二端口网络A节点和主功率开关(S)的源极及续流二极管(D_FL)的阴极相连；而B节点和输入直流电压(Vin)的负极、输出滤波电容(Co)及负载一端相连；输入直流电压(Vin)和主功率开关(S)的集电极相连；续流二极管(D_FL)的阳极和输出滤波电容(Co)及负载的另一端相连；即构成了反极性高升压型传输比电路，当升压型传输比扩展电路级数为n(2≤n≤500)时，电路的传输比为 M = - nD 1 - D . ]]>

4、  根据权利要求1所述的DC/DC变换升压型传输比扩展电路，其特征是：升压型传输比扩展电路中的各线性电感L₁、L₂……L_n可以按磁集成原理将各电感绕组绕制在同一个磁芯体上，形成磁集成多绕组的线性耦合电感。

磁集成DC/DC变换升压型传输比扩展电路及高升压电路
技术领域
本发明涉及一种DC/DC变换升压型传输比扩展电路，由线性电感和二极管的组合扩展构成，利用该升压型传输比扩展电路可构成两类升压型传输比拓展的电路。
背景技术
目前，公知的DC/DC变换技术中，能够实现升压型传输的电路包括：Boost变换器、Buck-Boost变换器、Cuck变换器等；以及由变压器实现隔离和升压传输的正激、反激、桥式、半桥及推挽型电路等。
为了提高电路的升压型传输比(传输比定义为输出端的电压平均值Vo与输入端的电压平均值Vin之比，即M＝Vo/Vin)，无变压器升压电路就需要尽可能的提高功率管的占空比D(D定义为开关导通时间Ton与开关周期Ts之比，即D＝Ton/Ts)。以Boost变换器为例，在D＝0.8时，电路传输比为5；在D＝0.9时，传输比为10。但是在实际电路中，功率开关的占空比一般都只能做到0.9左右。
提高带变压器电路的传输比就要求变压器的原副边具有较高的匝数比，当变压器的原副边的工作电压相差较大时，原边就工作在低压、大电流状态；而副边则工作在高压、小电流状态，这给变压器的设计增加难度，而且变压器杂散参数对电路运行影响相对也会较大。
发明内容
为了避免高匝数比变压器的设计难度和变压器杂散参数的影响，同时也为了提高占空比D受限的无变压器电路的传输比，本发明提供一种DC/DC变换升压型传输比扩展电路，该发明由线性电感和二极管的组合扩展构成，并将该升压型传输比扩展电路应用于传统Boost变换器和Buck-Boost变换器中构成两类升压型传输比拓展的电路；采用磁集成多绕组的耦合电感可以实现升压型传输比扩展电路中多个电感的磁集成。
本发明解决其技术问题采用的技术方案是：利用线性电感和二极管的组合构成升压型传输比扩展电路，当扩展级数n＝2时，将其视为二端口网络AB，内部节点分别定义为E2和F2，其中A为电感L₁和二极管D₂₁阳极的交点；B为电感L₂和二极管D₂₃阴极的交点；内部节点E2为电感L₁和二极管D₂₂、D₂₃阳极的交点，内部节点F2为电感L₂和二极管D₂₁、D₂₂阴极的交点；
当扩展级数n＝3时，将其视为二端口网络AB，内部节点分别定义为E2、E3和F2、F3，其中A为电感L₁和二极管D₂₁、D₃₁阳极的交点；B为电感L₃和二极管D₂₃、D₃₃阴极的交点；内部节点E2为电感L₁和二极管D₂₂、D₂₃阳极的交点；E3为电感L₂和二极管D₃₂、D₃₃阳极的交点；内部节点F2为电感L₂和二极管D₂₁、D₂₂阴极的交点；F3为电感L₃和二极管D₃₁、D₃₂阴极的交点；
当扩展级数为n(2≤n≤500)时，将其视为二端口网络AB，内部节点分别定义为E2、E3……En和F2、F3……Fn，其中A为电感L₁和二极管D_x1阳极的交点；B为电感L_n和二极管D_x3阴极的交点；内部节点E_x为电感L_x-1、和二极管D_x2、D_x3阳极的交点，内部节点Fx为电感L_x和二极管D_x1和D_x2阴极的交点(其中x＝2、3……n)；
升压型传输比扩展电路二端口网络AB实现扩展级数从n到n+1级，电感和二极管呈有规律递增，即增加一个电感L_n+1和三个二极管(D_(n+1)1、D_(n+1)2、D_(n+1)3)，就实现扩展级数从n到n+1级的扩展，它们和原有的n级升压型传输比扩展电路的连接关系如下：断开L_n与节点B的连线，电感L_n和二极管D_(n+1)2、D_(n+1)3阳极的交点为E_n+1，电感L_n+1和二极管D_(n+1)1、D_(n+1)2阴极的交点为F_n+1，D_(n+1)1的阳极和节点A相连，D_(n+1)3的阴极和电感L_n+1的另一端与节点B相连；
采用级数n＝2的升压型传输比扩展电路应用于传统Boost电路中，构成同极性高升压型传输比电路，此时变换器的传输比为 M = 2 1 - D ; ]]>当升压型传输比扩展电路级数n＝3时，同极性高升压型传输比变换器的传输比将达到： M = 3 1 - D ; ]]>当升压型传输比扩展电路级数为n(2≤n≤500)时，同极性高升压型传输比变换器的传输比将达到： M = n 1 - D ; ]]>
采用级数n＝2的升压型传输比扩展电路应用于传统Buck-Boost电路中构成反极性高升压型传输比电路，此时变换器的传输比为 M = 2 D 1 - D ; ]]>当升压型传输比扩展电路级数n＝3时，反极性高升压型传输比变换器的传输比为， M = 3 D 1 - D ; ]]>当升压型传输比扩展电路级数为n(2≤n≤500)时，反极性高升压型传输比变换器的传输比为： M = - nD 1 - D . ]]>
本发明的有益效果是：利用线性电感和二极管的组合扩展构成DC/DC变换升压型传输比扩展电路。实现升压型传输比扩展二端口网络AB级数从n到n+1级扩展时，电感和二极管呈有规律递增，即增加一个电感L_n+1和三个二极管(D_(n+1)1、D_(n+1)2、D_(n+1)3)，就实现扩展级数从n到n+1级的扩展；而且不管扩展级数n取多大，二极管D_x1和D_x3耐压值均为而二极管D_x2耐压值为Vin(其中x＝2、3……n)；将扩展级数为n(2≤n≤500)的DC/DC变换升压型传输比扩展电路应用于传统Boost变换器时，构成同极性高升压型传输比电路，此时传输比为 M = n 1 - D ; ]]>而将扩展级数为n(2≤n≤500)的DC/DC变换升压型传输比扩展电路应用于传统Buck-Boost变换器时，构成反极性高升压型传输比电路，此时传输比为 M = nD 1 - D ; ]]>采用磁集成多绕组的耦合电感可以实现升压型传输比扩展电路中多个电感的磁集成。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。
图1是级数n＝2时的DC/DC变换升压型传输比扩展电路；
图2是级数n＝3时的DC/DC变换升压型传输比扩展电路；
图3是级数为n时的DC/DC变换升压型传输比扩展电路；
图4是升压型传输比扩展电路级数从n到n+1的扩展电路；
图5是级数n＝2时的同极性高升压型传输比电路；
图6是级数n＝3时的同极性高升压型传输比电路；
图7是级数为n时的同极性高升压型传输比电路；
图8是级数n＝2时地反极性高升压型传输比电路；
图9是级数n＝3时的反极性高升压型传输比电路；
图10是级数为n时的反极性高升压型传输比电路。
在上述图中，Vin为输入直流平均电压(或电源电压)，S为主功率开关，L₁为升压变换器基本电感，L_x为升压型传输比扩展电路的扩展电感，D_x1、D_x2、D_x3为升压型传输比扩展电路扩展二极管，(其中x＝2、3……n)，D_FL为续流二极管，Co为输出滤波电容，Z为负载，Vo为输出平均电压。
具体实施方式
实施例1
升压型传输比扩展电路扩展级数n＝2，并将其视为二端口网络AB，内部节点分别定义为E2和F2(见图1)，其中A为电感L₁和二极管D₂₁阳极的交点；B为电感L₂和二极管D₂₃阴极的交点；内部节点E2为电感L₁和二极管D₂₂、D₂₃阳极的交点，内部节点F2为电感L₂和二极管D₂₁、D₂₂阴极的交点。
实施例2
升压型传输比扩展电路扩展级数n＝3，并将其视为二端口网络AB，内部节点分别定义为E2、E3和F2、F3(见图2)，其中A为电感L₁和二极管D₂₁、D₃₁阳极的交点；B为电感L₃和二极管D₂₃、D₃₃阴极的交点；内部节点E2为电感L₁和二极管D₂₂、D₂₃阳极的交点；E3为电感L₂和二极管D₃₂、D₃₃阳极的交点；内部节点F2为电感L₂和二极管D₂₁、D₂₂阴极的交点；F3为电感L₃和二极管D₃₁、D₃₂阴极的交点。
实施例3
升压型传输比扩展电路扩展级数为n(2≤n≤500)，并将其视为二端口网络AB，内部节点分别定义为E2、E3……En和F2、F3……Fn(见图3)，其中A为电感L₁和二极管D_x1阳极的交点；B为电感L_n和二极管D_x3阴极的交点；内部节点E_x为电感L_x-1、和二极管D_x2、D_x3阳极的交点，内部节点Fx为电感L_x和二极管D_x1和D_x2阴极的交点(其中x＝2、3……n)。
实施例4
升压型传输比扩展电路二端口网络AB实现扩展级数从n到n+1级的扩展，电感和二极管呈有规律递增，即增加一个电感L_n+1和三个二极管(D_(n+1)1、D_(n+1)2、D_(n+1)3)，就实现扩展级数从n到n+1级的扩展，它们和原有的n级升压型传输比扩展电路的连接关系如下：断开L_n与节点B的连线，电感L_n和二极管D_(n+1)2、D_(n+1)3阳极的交点为_En+1，电感L_n+1和二极管D_(n+1)1、D_(n+1)2阴极的交点为F_n+1，D_(n+1)1的阳极和节点A相连，D_(n+1)3的阴极和电感L_n+1的另一端与节点B相连(见图4)。
实施例5
将扩展级数n＝2的升压型传输比扩展电路AB应用于传统Boost电路中，构成级数n＝2时的同极性高升压型传输比电路。利用二端口AB替代传统Boost电路中的电感，其中二端口网络A节点和输入直流电压Vin的正极相连；而B节点和主功率开关S的集电极及续流二极管D_FL的阳极相连；续流二极管D_FL的阴极和输出滤波电容Co及负载Z的一端相连；输入直流电压Vin的负极和主功率开关S的源极、输出滤波电容Co及负载Z的另一端相连(见图5)。此时变换器的传输比为 M = 2 1 - D . ]]>
实施例6
将扩展级数n＝3的升压型传输比扩展电路AB应用于传统Boost电路中，构成级数n＝3时的同极性高升压型传输比电路。利用二端口AB替代传统Boost电路中的电感，其中二端口网络A节点和输入直流电压Vin的正极相连；而B节点和主功率开关S的集电极及续流二极管D_FL的阳极相连；续流二极管D_FL的阴极和输出滤波电容Co及负载Z的一端相连；输入直流电压Vin的负极和主功率开关S的源极、输出滤波电容Co及负载Z的另一端相连(见图6)。此时变换器的传输比为 M = 3 1 - D . ]]>
实施例7
将扩展级数为n(2≤n≤500)的升压型传输比扩展电路AB应用于传统Boost电路中，构成级数为n的同极性高升压型传输比电路。利用二端口AB替代传统Boost电路中的电感，其中二端口网络A节点和输入直流电压Vin的正极相连；而B节点和主功率开关S的集电极及续流二极管(D_FL)的阳极相连；续流二极管D_FL的阴极和输出滤波电容Co及负载Z的一端相连；输入直流电压Vin的负极和主功率开关S的源极、输出滤波电容Co及负载Z的另一端相连(见图7)。此时变换器的传输比为 M = n 1 - D . ]]>
实施例8
将扩展级数n＝2的升压型传输比扩展电路AB应用于传统Buck-Boost电路中，构成级数n＝2时的反极性高升压型传输比电路。利用二端口AB替代传统Buck-Boost电路中的电感，其中二端口网络A节点和主功率开关S的源极及续流二极管D_FL的阴极相连；而B节点和输入直流电压Vin的负极、输出滤波电容Co及负载一端相连；输入直流电压Vin和主功率开关S的集电极相连；续流二极管D_FL的阳极和输出滤波电容Co及负载的另一端相连(见图8)。此时变换器的传输比为 M = 2 D 1 - D . ]]>
实施例9
将扩展级数n＝3的升压型传输比扩展电路AB应用于传统Buck-Boost电路中，构成级数n＝3时的反极性高升压型传输比电路。利用二端口AB替代传统Buck-Boost电路中的电感，其中二端口网络A节点和主功率开关S的源极及续流二极管D_FL的阴极相连；而B节点和输入直流电压Vin的负极、输出滤波电容Co及负载一端相连；输入直流电压Vin和主功率开关S的集电极相连；续流二极管D_FL的阳极和输出滤波电容Co及负载的另一端相连(见图9)。此时变换器的传输比为 M = - 3 D 1 - D . ]]>
实施例10
将扩展级数为n(2≤n≤500)升压型传输比扩展电路AB应用于传统Buck-Boost电路中，构成级数为n反极性高升压型传输比电路。利用二端口AB替代传统Buck-Boost电路中的电感，其中二端口网络A节点和主功率开关S的源极及续流二极管D_FL的阴极相连；而B节点和输入直流电压Vin的负极、输出滤波电容Co及负载一端相连；输入直流电压Vin和主功率开关S的集电极相连；续流二极管D_FL的阳极和输出滤波电容Co及负载的另一端相连(见图10)。此时变换器的传输比为 M = - nD 1 - D . ]]>