接收机以及接收方法 【技术领域】
本发明涉及一种接收机以及一种接收方法。本发明尤其涉及一种依据频率，或是与频率相关的特性来接收包括信息的信号的方法，但并不仅限于此。
背景技术
无线通信系统是众所周知的。图1内示意性地示出了一种已知系统。由无线通信网络2覆盖的区域被分为多个小区4。所述小区可能是并排的和/或重叠的。每个小区4都带有基站6。每个基站6都被设置成与位于所述小区内的移动站8或其他用户设备通信。
已知多种不同的控制基站与移动站之间通信的标准。一种常用的标准是GSM(全球移动通信系统)标准。它是一种数字通信系统。在GSM中，数据被作为无线电信号经由物理信道在所述移动站8与基站6之间传送，所述物理信道使用频分和/或时分复用来生成一系列射频信道与时隙。每个频带都被分为时分多址帧，其中每帧8个用户。每个用户都被分配时间来发送信息的单个突发。一般而言，正在通信的所述移动站和基站会使用不同的频带。
在一些实施方式中，GSM可以使用GMSK(高斯最小频移键控)调制。GMSK调制使用无线电信号的相位以传送所述数据。所述信号的相位当然取决于所述信号的频率。为了正确识别所传送的数据，与信号传输的预计频率相比较，在所述基站与移动站中接收一方处接收的信号的频率应当在所定义界限范围内。如果所述频率超过这些界限，则所述数据的恢复中可能会发生错误。
所述移动站与基站中接收一方处的频率可能会因为多种原因而发生误差。例如，如果所述移动站与基站中的一个正在移动，则所述误差会发生。当然，所述移动站通常是移动的。频率的改变也可以因为多普勒频移而发生。当所述移动站正相对较快地移动时，这种影响是显著地。例如，建议了具有大约330公里/小时的速度的高速列车。在这种速度下，由移动站的移动所引起的多普勒频移将会导致相对较大的频率改变。还应当注意的是，以较低速度移动同样会导致多普勒频移。
所述移动站相对于基站的移动并不是频率改变的唯一来源。可以引起其他误差。例如，多径传播可能会改变所接收信号的频率。传送机的振荡器可能无法正确工作，例如因为温度的改变，因而所传送信号以及所接收信号并不具有正确的频率。因此，尤其是过热或过冷天气的相反天气条件可以改变无线电信道的条件，从而再次导致所接收无线电信号的频移。一般而言，频率的改变或者是由射频减损引起，或者是由信道特性的改变引起。所述射频减损包括多径传播以及晶体振荡器特性的变化。信道特性的改变包括归因于移动以及天气条件改变的效应。
一般而言，所述GSM标准相当稳定。这样它能够应付频率的某种变化。但是，可能会出现来自多个来源的误差，累积提供较大的频率误差。此外，非常快移动的移动站可对自身引起相对较大的频移。
【发明内容】
本发明的目的是解决一个或多个上述问题。
根据本发明的第一方面，提供了一种用于接收所传送信号的接收机，每个所传送信号包括至少两个在所述信号内彼此隔开的已知部分以及至少一个其他部分，所述接收机包括用于基于至少一个所述已知部分来估计信道的信道估计装置，以及用于使用所述信道估计和至少两个所述已知部分来确定所述信道的特性的装置。
根据本发明的第二方面，提供了一种用于接收所传送信号的接收机，所述接收机包括用于校正所接收信号内的频率误差的频率校正装置，所述频率校正装置包括第一频率估计器与第二频率估计器，所述第一频率估计器被设置为仅考虑当前信号来计算第一所估计误差，而所述第二频率估计器被设置为考虑多个所接收信号来计算第二所估计误差。
根据本发明的第三方面，提供了一种用于接收所传送信号的接收机，所述接收机包括用于校正所接收信号内的频率误差的频率校正装置，所述频率校正装置包括第一频率估计器与第二频率估计器，所述第一频率估计器被设置为仅考虑当前信号来计算第一所估计误差，而所述第二频率估计器被设置为考虑多个所接收信号来计算第二所估计误差。
【附图说明】
为了更好地理解本发明以及如何实现本发明，以下将借助实例来参照附图，在所述附图中：
图1是一种网络的示意图；
图2示出了GSM标准内的突发的图示；
图3示出了一种可用于本发明实施例内的接收机的一般结构；
图4详细示出了图3接收机的部分；
图5示出了在本发明实施例内执行的步骤的流程图；
图6示出了在使用先前建议的方法时，从以不同速度、在不同传播条件内移动的移动站接收的信号的性能；
图7示出了相对于突发的频偏估计；以及
图8示出了本发明的模型化实施例的原始误码率性能。
【具体实施方式】
首先参照图2，图2是GSM突发的图示。在GSM标准中，GMSK调制后的信号被形成到突发内，所述突发包括一系列156.25个复合符号。每个符号都具有实部和虚部。156.25个符号是可装入单个实隙的符号的数量。所述突发22具有六个部分。设置了第一“尾比特”字段26。所述第一尾比特字段26包括三个符号。接着是第一组加密数据28。其包括58个符号。之后是训练序列24，其长度为26个符号。所述训练序列是所述接收机预先知道的。由于其在两个数据字段之间到来，所以其被称为中置码。所述训练序列24之后是第二数据组30，其也包括58个符号的加密数据。最后是第二“尾比特”字段32，其包括三个符号。在所述突发的尾端是保护时段34，其是空的且可以延续等于8.25个符号的时段。
在所述GMSK调制方案中，一个符号等于一个比特，所以突发内有148个比特。
如已知的，所述训练序列符号24是所述接收机预知的。所述数据符号当然是未知的。
如前所述，由所述移动站和基站中接收一方所接收突发的频率通常与传输突发的预定频率相差一定量的“频率偏置”。所述频率偏置导致了所述信号的相位随时改变。
本发明的实施例能够消除在高速列车上使用移动站导致的多普勒频率扩展。借助实例，三辆高速列车正在以最高330公里/小时的速度移动。如果没有本发明的实施例，增加的多普勒扩展会降低信号的质量。可借助误码率来测量质量。本发明的实施例被设置成实现平均接收质量电平-4或更佳。这确保了呼叫的成功建立和挂断。接收质量电平-4也被称为RXQUAL-4，是落在1.6到3.2％之间的原始误码率测量。
(Raw BER＝No of Bits in Error ×100％)
为了成功地操作，必须在任何每比特能量除以噪声等于20dB之前实现上述电平。应当理解的是，尽管本发明的一些实施例寻求实现该标准，但本发明的其他实施例可能具有更高或更低的质量要求。本发明的实施例能够去除频率改变的影响，无论这种频率改变是由何种原因引起的。
在描述本发明的实施例之前，我们确信如果详细描述了本发明的背景，则有助于理解本发明。
在一种已知方法中，频率是根据所接收值和参考值估计的，所述参考值可使用26个训练符号以及5个信道脉冲响应抽头来计算。一般而言，将所接收训练序列符号与参考训练序列符号相比较。在理想的环境下，所接收的和参考符号应当是相同的。差异提供了关于信道特性的信息。
ω^lmmse=Σn=6487rnIm{an*zn}Σn=6487rn2|an|2+σw2σω2---(1)]]>
其中：
zn是所接收样本，
rn≡(n-N/2)是纯实常数，
σw2是噪声方差的估计值，
σω2是实频率偏置的方差，
N代表所接收符号的数量，最后，
an代表借助以下等式计算的参考值：
an=Σk=0Lhksn-k,n=64K87---(2)]]>
其中：
hk代表信道脉冲响应，
sn-k代表所传送训练符号，且
l代表信道抽头的数量。
所使用的信道抽头的数量可能为5。
参考图6，图6示出了原始比特率性能。图6的模拟结果和图表示出了对于从移动站所接收的信号而言的所述接收机的性能，所述移动站高速移动并通过不同的传播条件。相对于噪声描绘了原始误码率。在图6的结果所示出的测试中，使用了大约1800MHz的频率，该频率是GSM频率范围中的一个。带有顶点向下的三角形的线段500显示了当假定所述移动站是固定的，无频率偏置时的结果。带有顶点向上的三角形的线段502示出了当假定所述移动站是静止的，存在180Hz偏置时的结果。可从图6中看到，180Hz偏置意味着所提供的结果不如无偏置时优，但仍在可接受范围内。的确，该结果仍然在GSM标准定义的界限之内。
图6还示出了在移动站移动的情况下系统的性能如何降级。带有圆圈的线代表RA 500与偏置180Hz的组合。RA是乡村区传播模型，其引入了依据速度的多普勒频移。5OO是500Km/h的速度。带有方格的线代表RA 130(具有130Km/h速度的乡村区模型)和偏置180Hz情况下的结果。除了180Hz频移之外，还可引入其他频移。应当理解的是，180Hz的偏置可能归因于晶体振荡器等内的误差。换言之，所述误差是可以累积的。
以下将参照图3，其示意性地示出了体现本发明的接收机。所述接收机可能被并入移动战或基站，或是以上两者。
所传送的突发22由天线12接收。所述天线12所接收的信号被输入到用于放大该信号的放大器14。放大后的信号由所述放大器14输出到滤波器和混频器16。所述滤波器和混频器具有减少所关心频率之外的信号以及将所述信号降至基带频率的效应。所述滤波器和混频器16的输出被输入到模数转换器18。所述滤波器和混频器16的输出是模拟信号。所述模拟信号由模数转换器18转换为数字信号。所述数字信号被输入到数字信号处理器。本发明实施例优选的是被在数字信号处理器或至少是数字域内执行。然而，本发明的备选实施例可能在模拟域内得到执行。
在本发明的实施例中，使用增强型逐个突发自动频率校正机制。这是频率跟踪的附加。应当理解的是，本发明的一些实施例可能仅使用所述的增强型逐个突发自动频率机制，而本发明的其他实施例可能仅使用所述频率跟踪。然而，本发明的优选实施例将使用以上两者。
简而言之，所述的增强型逐个突发自动频率校正将所述第一与第二尾部比特用作附加“训练”符号。一般而言，所述第一与第二尾部比特符号字段的符号为所述接收机所知。因此，可将所接收的尾部符号与期望的尾部符号相比较。
应当理解的是，性能得到提高首先是因为使用了更多的符号。然而，由于所述符号与所述训练符号相隔开，所以可实现性能上的进一步提高。使用所述尾部符号字段的优点在于，本发明的实施例可轻易地与GSM标准一起使用，而无需对所述标准或所传送的信息做出任何修改。但应当理解的是，在不同的语境内，在一个突发内具有两组或更多组相互隔开的训练符号同样提供了对现有技术的改善。应当理解的是，在本发明的一些实施例中，可能仅考虑所述两个尾部符号字段中的一个。
在GSM标准中，已知符号被称为训练序列。不同的标准可能使用不同的术语来参考参考或已知符号。本发明实施例适用于任何参考或已知符号。
借助跟踪算法来实施本发明实施例所使用的频率跟踪。所述跟踪算法旨在消除平均频率偏置，并通过提高精确度来帮助逐个突发自动频率校正。以下将对此进行更为详细地描述。
参照图4，其更为详细地示出了图3的数字信号处理器20的部分的方框图。
所述模数转换器的代表所接收突发的数字输出被输入到信道估计器50。所述信道估计器被设置为计算信道脉冲响应h。所述信道脉冲响应h是为所述训练序列计算的。这提供了五个抽头。所述信道估计器的输出被输入到预滤器52。除了所述信道脉冲响应h之外，所述预滤器52还接收输入突发z。所述预滤器52被设置为预滤波所接收信号，从而使得所接收信号被修改为最小相位信道，换言之，所述信道的能量被集中在相对较少的抽头内，例如前三个抽头。所述预滤器52根据所接收信号的脉冲响应和噪声离散来计算预滤器系数。所述噪声离散是根据所接收信号与输入所述预滤器的初始脉冲响应而计算的。
输入到所述预滤器的所接收信号由所述预滤器根据所计算的预滤器系数滤波，以提供修改后信号Z’。所述预滤器抽头的计算还提供修改后脉冲响应h’，其由所述预滤器输出。
所述预滤器的输出被输入到频率跟踪单元54。所述频率跟踪单元54的输出被输入到逐个突发估计器56，所述逐个突发估计器56反过来为频率校正单元58提供输出。所述逐个突发估计器56还向所述频率跟踪单元54提供输出，并向所述频率校正单元58提供进一步的输出。图5详细示出了块54至58。首先，频率跟踪块54从所述预滤器52接收修改后的信道脉冲响应输出以及预滤后的突发输出。所述频率跟踪单元54使用在逐个突发估计器56内计算的平均频率偏置来应用频率校正。所述频率跟踪器54所提供的输出由等式(A)和(B)表示。zn’是修改后的突发，而hk’是修改后的信道脉冲响应。因此，所述频率跟踪单元有效地将所述平均频率偏置从输入到所述频率跟踪单元的所述信号中消除。
zn′=zne-jω‾k(n-N/2),n={0,1,...N-1}---(A)]]>
以及
hk′=hke-jω‾k(n-L/2),k={0,1,...L-1}---(B)]]>
其中ωk代表借助自适应算法估计的平均频率偏置，N指示所接收符号的总数，而L代表信道抽头数(在本实施例中L＝5)。
所述逐个突发估计器60所提供的功能可被认为由三个独立的块组成。第一个是逐个突发频率估计器62。所述逐个突发频率估计器62使用最小二乘方估计技术。因此，一旦从所述信号中消除所述平均频率偏置，即会使用最小二乘方估计方法来估计突发频率误差，以得到用于更新所述平均偏置的无偏估计。等式(C)示出了用于使用最小二乘方估计方法来估计频率误差的等式。
ω^lse=-Σn=6487rnIm{an*zn′}Σn=6487rn2|an|2---(C)]]>
其中
an=Σhkk=0s-n-k---(J)]]>
sn-k是已知符号。其是所述训练序列。在本发明的优选实施例中，其还可包括含有已知符号的所述尾部字段中的一个或两个。可使用所述尾部符号，因为所述预滤器所提供的修改后抽头使得所述信道的能量被集中到前三个抽头内。为了得到任何有意义的结果，抽头数应当小于或等于符号数。在此实例中，所述能量被集中到三个(或更少)抽头内，而符号数为三个。r是实常数。
所述逐个突发频率估计器62的输出被输入到块64，所述块64改变所述平均频率偏置，以考虑新计算的突发频率误差。
使用自适应常量μ。块64使用以下等式：
ω‾k+1=ω‾k+μω^lse---(D)]]>
其中ωk+1代表新的值，ωk表示前值，ωlse代表在从所述信号中消除平均频率偏置之后计算的LSE估计，而μ代表自适应常量。
μ被设置为任何适当的值，且可使用试凑法来设置μ。在本发明的一个实施例中，μ被设置为具有合理的适中水平，例如0.008。这提供了合理的精确度与速度。更新后的平均频率偏置然后被输出到频率校正块54，所述频率校正块54将所述更新后的平均频率偏置用于下一个数据突发。
所述逐个突发估计器还包括第二逐个突发频率估计器66。所述第二逐个突发频率估计器使用线性最小均方误差。这被用于提供可消除突发误差的输出。然后，所述第二逐个突发频率估计器使用以下等式来提供ωlmmse的估计：
ω^lmmse=-Σn=6487rnIm{a′n*zn′}Σn=6487rn2|an′|2+σ′w2σω2---(E)]]>
其中
an′=Σk=0Lhk′sn-k,n=64K87]]>
而σ’w2是在已从所述信号中消除平均频率偏置之后的噪声估计。与结合所述第一逐个突发估计器描述的方式相同，所述已知符号Sn可能仅是训练序列，或是训练序列以及两个尾部字段中的一个或两个符号。
这被输出到逐个突发校正单元58。应当理解的是，在本发明的实施例中，所述频率跟踪单元54、第一与第二逐个突发频率估计器62和66、逐个突发校正单元58都接收所述预滤器52所提供的信道脉冲响应的值和突发输出。所述逐个突发校正单元58使用所述第二逐个突发频率估计器66所提供的估计来消除突发误差。因此，所述信号与信道抽头被根据等式F和G消旋。
zn′′=zn′e-jω^lmmse(n-N/2),n={0,1,...N-1}---(F)]]>
hk′′=hk′e-jω^lmmse(k-L/2),k={0,1,...L-1}---(G)]]>
消旋后的信号和信道抽头然后被输出到所述均衡器，在所述均衡器中可以正常地处理所述消旋后的信号和信道抽头。尤其是可进一步处理包括在所述突发的数据字段内的信息。
参照图7，其示出了相对于突发的频率偏置估计。如图所示，在六百个突发之后，所述突发误差的均值接近于零。
参照图8，其示出了假定固定频率偏置为470Hz时相对于噪声的原始比特误差率。带有方格的线600代表借助尾部字段的预滤波和体现本发明的频率跟踪。带有圆圈的线602代表在未使用所述尾部字段情况下的预滤波。带有三角形的线604代表使用所述尾部字段情况下的预滤波。如图所示，使用借助所述突发的尾部的预滤波提高了性能。但如果还使用体现本发明的频率跟踪，则性能得到进一步提高。
本发明实施例优选的是被并入基站。但是，本发明实施例可作为选择或附加地设置在移动站或其他适当的用户设备内。
以上已在使用GSMK调制的GSM系统的语境内描述了本发明。应当理解的是，本发明的备选实施例可与依赖于频率或依据频率的特性的不同调制方法一起使用。本发明实施例显然还可与其中至少依据频率来使用调制的其他任何标准或通信方法。本发明实施例不仅适用于无线蜂窝通信系统，而且可用于任何其中使用已调制无线电或类似信号来传送信号的装置。