无线通信装置、解调方法及频率偏差修正电路.pdf

在接收TDMA－TDD方式的相位调制的猝发信号，用同步检波方法或准同步检波方法进行解调的解调部件13中，为频率偏差修正部件和载波恢复部件中的环路滤波器14准备了3个或更多的时间常数阶段。时间常数的切换由切换开关15根据解调控制部件16的控制信号完成。通过加快引入并抑制收敛后的抖动，可以不增大电路规模地实现同步检波方式(或准同步检波方式)操作所需的高精度频率偏差修正。

1.  一种无线通信装置，其特征在于，
其中设有：解调部件，接收经相位调制的猝发信号，并以同步检波方式和准同步检波方式中的一种进行解调；以及
解调控制部件，根据解调部件的猝发信号的接收状态，生成对解调部件对猝发信号的解调进行控制的控制信号，
解调部件设有：
滤波器，用所设定的时间常数对基于猝发信号的信号进行滤波；以及
时间常数切换部件，根据控制信号切换滤波器的时间常数。

2.  权利要求1的无线通信装置，其特征在于，所述滤波器是用以对猝发信号的频率偏差进行修正的频率偏差修正部件中使用的环路滤波器。

3.  权利要求1的无线通信装置，其特征在于，所述滤波器是用以恢复猝发信号的载波的载波恢复部件中使用的环路滤波器。

4.  权利要求1的无线通信装置，其特征在于，所述滤波器是用以恢复猝发信号的位定时的位定时恢复部件中使用的环路滤波器。

5.  权利要求1的无线通信装置，其特征在于，所述滤波器是用以变换猝发信号的接收电平的接收电平变换部件中使用的环路滤波器。

6.  权利要求1的无线通信装置，其特征在于，所述解调部件对时分多址方式的经数字相位调制的猝发信号进行解调。

7.  权利要求1的无线通信装置，其特征在于，所述解调控制部件检测出解调部件中猝发信号的接收状态是同步状态、非同步状态以及同步状态与非同步状态之间的中间状态等三种状态中的哪一种，并输出指示所检测出的接收状态的控制信号；
所述切换部件具有同步状态用的数值大的时间常数、中间状态用的中间值的时间常数和非同步状态用的数值小的时间常数，并切换到与控制信号指示的接收状态对应的时间常数。

8.  权利要求7的无线通信装置，其特征在于，所述解调控制部件将解调部件中的猝发信号的接收状态从非同步状态向同步状态变化时的预定数目的帧或时隙的接收状态定为中间状态。

9.  权利要求7的无线通信装置，其特征在于，所述解调控制部件将解调部件中的猝发信号的接收状态从同步状态向非同步状态变化时的预定数目的帧或时隙的接收状态定为中间状态。

10.  权利要求1的无线通信装置，其特征在于，
所述解调控制部件用信噪比检测出解调部件中的猝发信号的接收状态，并输出指示所检测出的接收状态的控制信号；
所述切换部件切换到与控制信号指示的接收状态对应的时间常数。

11.  一种设有接收猝发信号并用滤波器以同步检波方式进行解调的解调部件以及对解调部件进行控制的解调控制部件的无线通信装置的解调方法，其特征在于：
解调部件，接收时分多址方式的经数字相位调制的猝发信号；
解调控制部件，根据解调部件的猝发信号的接收状态，生成控制解调部件的滤波器的时间常数的控制信号；以及
解调部件，根据控制信号切换滤波器的时间常数，并对基于猝发信号的信号进行滤波。

12.  权利要求11的解调方法，其特征在于，
解调控制部件，检测出解调部件中猝发信号的接收状态是同步状态、非同步状态、处于同步状态和非同步状态之间的中间状态中的哪一种，并输出指示所检测出的接收状态的控制信号；
所述解调部件，切换到同步状态用的数值大的时间常数、中间状态用的中间值的时间常数、非同步状态用的数值小的时间常数中与控制信号指示的接收状态对应的时间常数。

13.  权利要求12的解调方法，其特征在于，
将解调部件中猝发信号的接收状态从非同步状态向同步状态变化时定为中间状态；
将解调部件中猝发信号的接收状态从同步状态向非同步状态变化时定为中间状态。

14.  一种频率偏差修正电路，其特征在于设有：
乘法器，将猝发信号的相位信息和振幅信息输入并相乘，生成复数信号；
延时检波电路，对该乘法器上生成的复数信号进行延时检波，求出相位差信息；
角度信息提取电路，从延时检波电路求出的相位差信息提取角度信息；
减法器，从角度信息提取电路求出的角度信息减去频率偏差的角度量；
解调分量除去电路，求出由减法器相减得出的角度信息与从I，Q平面的I轴及Q轴二轴起45度角度的点的差值，并输出角度偏差量，以将该角度差作为从I轴起的变动量；
限幅电路，在来自解调分量除去电路的偏差量超过允许的偏差量时，限制超过的偏差量；
切换开关，从存在的多个时间常数中选择一个时间常数；
乘法器，将切换开关选择的时间常数乘以从限幅电路输出的角度偏差量；
第一积分器，将用乘法器乘以时间常数的角度偏差量相加，作为频率偏差的角度量输出；
第二积分器，将第一积分器求出的频率偏差角度量相加，从而回复到延时检波电路得到的相位差；
角度信息复数信息变换电路，将第二积分器求出的角度信息变换为复数信号；以及
频率偏差修正电路，在乘法器求出的复数数据上乘以角度信息复数信息变换电路求出的角度信息的复数信号，使相位角的偏差量为零。

无线通信装置、解调方法及频率偏差修正电路
技术领域
本发明涉及无线通信装置及解调方法。例如，采用TDMA(时分多址)-TDD(时分双工)方式的通信系统用的移动通信基站的接收装置。
背景技术
在移动通信中进行解调处理时，在采用同步检波方式(准同步检波方式)的情况下，为了进行正确的载波恢复，除载波恢复电路外，还需要高精度的频率偏差修正、位时钟脉冲恢复电路。
在载波恢复电路、频率偏差修正电路和位时钟脉冲恢复电路中采用环路滤波器的情况下，各个环路滤波器的时间常数的选用能使环路滤波器输出结果达到最优收敛值的数值。
在无线通信的接收部件中，在接收帧(时隙)处于非同步状态的情况下，宜尽快引入，所以上述时间常数的值宜小，而在接收帧(时隙)处于同步状态的情况下，不必尽快引入，想要提高引入的收敛值的精度，所以为了延长平均化的时间，上述时间常数的值宜大。
在每个环路滤波器只有一个时间常数值的情况下，在接收帧(时隙)的同步状态和非同步状态下，所要求的最优时间常数是不同的，所以在从非同步状态向同步状态迁移的无线通信接收处理中，从环路滤波器输出的结果不会成为最优收敛值。
在“多址信号重现装置”(特开平7-336325号公报)中记载了以下方式：在接收状态处于同步状态时和处于非同步状态时，通过切换时间常数来达到性能较好的解调处理的解调器中的一个。
上述方式在解调器中存在环路滤波器，设置同步状态和非同步状态两种状态下不同数值的时间常数，根据状态切换时间常数。
但是，上述方式，没有涉及接收无线通信的相位调制的猝发信号的接收装置。另外，目的不在于改善对相位调制的猝发信号的同步检波方式(或准同步检波方式)解调的无线通信的接收灵敏度。
另外，在“无线通信装置控制方法及无线通信装置”(特开2003-209485号公报)具有这样的结构，准备多个时间常数，并为每个时间常数设置使用该时间常数的滤波器，从而可选择最优滤波器输出值。这样，便具有总是选择使用最佳时间常数的滤波器的输出值的效果。
但是，这种为每个时间常数设置滤波器电路的方法，有几个时间常数，就必须设置几个滤波器，电路的规模增大了。
在移动通信的TDMA-TDD系统中，接收相位调制的猝发信号的接收装置的解调部件的解调方式，为同步检波方式(或准同步检波方式)的情况下，频率偏差修正、载波恢复、位时钟脉冲恢复，都必须以高精度运行。频率偏差修正功能块、载波恢复功能块、位时钟脉冲恢复功能块，用环路滤波器进行平均化和叠代运算等的处理，在环路滤波器中的乘法运算时间常数只有一种时，无法得到充分好的性能。
另外，采用环路滤波器电路，在TDMA-TDD方式下进行同步检波(或准同步检波)的解调部件中，猝发信号从非同步状态变为同步状态时，若时间常数的大小原样不变，或时间常数的大小在非同步状态下的小值后急剧变为同步状态的大值，则无法把收敛后的抖动抑制小，且无法快速引入。
专利文献1：特开平7-336325号公报
专利文献1：特开2003-209485号公报
发明内容
本发明要解决的问题
本发明的目的是，采用TDMA-TDD系统的情况下，对相位调制的猝发信号进行同步检波(或准同步检波)的解调处理中，能够把噪声影响造成的抖动抑制小，而且尽快引入。
解决问题的手段
本发明的无线通信装置，其特征在于，它备有：
解调部件，接收经相位调制的猝发信号，以同步检波方式和准同步检波方式中的一种进行解调；和
解调控制部件，根据解调部件的猝发信号的接收状态，生成控制解调部件对猝发信号的解调的控制信号，
解调部件备有：
滤波器，用所设定的时间常数，对基于猝发信号的信号进行滤波；和
时间常数切换部件，根据控制信号切换滤波器的时间常数。
上述滤波器，其特征在于，它是用于对猝发信号的频率偏差进行修正的频率偏差修正部件的环路滤波器。
上述滤波器的特征在于，它是用于对猝发信号的载波进行恢复的载波恢复部件的环路滤波器。
上述滤波器的特征在于，它是用于猝发信号的位定时恢复的位定时恢复部件的环路滤波器。
上述滤波器，其特征在于，它是用于对猝发信号的接收电平进行变换的接收电平变换部件的环路滤波器。
上述解调部件的特征在于，它对采用时分多址方式的数字相位调制的猝发信号进行解调。
上述解调控制部件的特征在于，检测解调部件中猝发信号的接收状态处于同步状态、非同步状态以及处于同步状态与非同步状态中间位置的中间状态等三种状态中的哪一个，输出指示所检测出来的接收状态的控制信号；
上述切换部件的特征在于，具有同步状态用的数值大的时间常数、中间状态用的中间数值的时间常数和非同步状态用的数值小的时间常数，切换与控制信号所显示的接收状相对应的时间常数。
上述解调控制部件的特征在于，把解调部件中的猝发信号的接收状态从非同步状态向同步状态变化时预定数目的帧或时隙的接收状态设为中间状态。
上述解调控制部件的特征在于，把解调部件中的猝发信号的接收状态从同步状态向非同步状态变化时预定数目的帧或时隙的接收状态设为中间状态。
上述解调控制部件的特征在于，把解调部件中的猝发信号的接收状态，用信噪比进行检测，并输出表示检测出的接收状态的控制信号；上述切换部件切换到与控制信号所示的接收状态相应的时间常数。
本发明的解调方法，具有以下部件无线通信：解调部件，接收猝发信号，用使用滤波器的同步检波方式进行解调；和解调控制部件，控制解调部件，其特征在于：
解调部件，接收采取时分多址的数字相位调制的猝发信号；
解调控制部件，生成根据解调部件的猝发信号的接收状态，控制解调部件的滤波器的时间常数的控制信号；
解调部件，用控制信号切换滤波器的时间常数，对基于猝发信号的信号进行滤波。
上述解调方法的特征在于，
解调控制部件，检测解调部件中猝发信号的接收状态是同同步状态、非同步状态以及处于同步状态和非同步状态中间位置的中间状态中的哪一个，并输出表示所检测出的接收状态的控制信号；
上述解调部件，在同步状态用的大值的时间常数、中间状态用的中间值的时间常数、非同步状态用的小值的时间常数中，切换到与控制信号所示的接收状态相应的时间常数。
上述解调方法的特征在于，
解调部件中猝发信号的接收状态从非同步状态向同步状态变化时，设为中间状态；
解调部件中猝发信号的接收状态从同步状态向非同步状态变化时，设为中间状态。
本发明的频率偏差修正电路，其特征在于，备有：
乘法器，输入猝发信号的相位信息和振幅信息，彼此相乘，生成复数信号；
延时检波电路，对该乘法器上生成的复数信号进行延时检波，求出相位差信息；
角度信息提取电路，从延时检波电路求出的相位差信息提取角度信息；
减法器，从角度信息提取电路求出的角度信息减去频率偏差的角度量；
解调分量除去电路，在减法器相减得出的角度信息，从I，Q平面的I轴及Q轴两者起45度角度的点，并输出角度偏差量，使该角度差成为从I轴的变动量；
限幅电路，来自解调分量除去电路的偏差量超过允许的偏差量时，限制超过的偏差量；
切换开关，从存在的多个时间常数中选择一个时间常数；
乘法器，将由切换开关选择的时间常数乘以从限幅电路输出的角度偏差量；
第一积分器，将用乘法器以时间常数乘角度偏差量所得的结果相加，作为频率偏差的角度量输出；
第二积分器，对第一积分器求出的频率偏差的角度量相加，从而回复到延时检波电路得到的相位差；
角度信息复数信息变换电路，把第二积分器求出的角度信息变换为复数信号；
频率偏差修正电路，将乘法器求出的复数数据乘以由角度信息复数信息变换电路求出的角度信息的复数信号，使相位角偏差为零。
具体实施方式
实施例1
本实施例以PHS(注册商标：Handy Hon System)等TDMA-TDD系统为例进行说明。特别是说明要求高精度地进行频率偏差修正、载波恢复、位时钟脉冲恢复的同步检波方式(或准同步检波方式)的解调部件。另外，特别就接收相位调制的猝发信号的情况进行说明。
本实施例说明这样的情况：在解调部件的频率偏差修正部件和载波恢复部件内存在的环路滤波器的时间常数，不是固定的，也不是引入时(非同步)和稳态时(同步)的两个阶段，而是非同步时的两个阶段加上同步时的一个阶段，共计3阶段以上，或者非同步时的1个阶段加上同步时的2个阶段，共计3阶段以上，采取3阶段以上。这样做，可以快速引入，并把收敛后的抖动抑制小，而且，在不增大电路规模的情况下，可使进行同步检波(或准同步检波)动作所需要的频率偏差修正等高精度化。
在本实施例中，环路滤波器中相乘的时间常数除大值、小值外，还把它们的中间值用于最适当的位置，以此使快速引入和把抖动抑制小成为可能。从而，可稳定地进行相位调制猝发信号的同步检波(或准同步检波)，使最大限度地引出同步检波(或准同步检波)的性能成为可能。
在以下描述的实施例的解调部件中，有多个环路滤波器的时间常数(time constant)。
所谓时间常数，是指例如基本滤波器(RC滤波器)中电阻R和电容C的乘积。若时间常数小，则作为滤波器的效果差。另外，若时间常数大，则对输入的响应恶化。另外，根据信号的特性和噪声电平，适当设置这个滤波器的时间常数，可抑制输入噪声的影响。
在这里，说明采用以下三种时间常数的情况，作为时间常数有
1.非同步状态用的具有小值的时间常数，
2.同步状态用的具有大值的时间常数，
3.具有中间数值的时间常数。
具有中间数值的时间常数，是同步状态初期阶段的环路滤波器中使用的时间常数。具有中间数值的时间常数，是非同步状态用的小值和同步状态用的大值之间的中间数值的时间常数(时间常数中间值)。具有中间数值的时间常数用于同步状态初期阶段的环路滤波器，故能把噪声造成的抖动抑制小，而且，能够快速地引入。所谓抖动，是指在数字波形中包含的时间性噪声。若抖动增大，则偏离位同步，发生整位的数字噪声。
另外，下述实施例的解调部件构成为：在同步状态初期阶段的几帧(时隙)中采用具有中间数值的时间常数，在使用具有中间数值的时间常数的几帧(时隙)的处理后，随着时间自动地切换到同步状态用的具有大值的时间常数。
这里说明在以下描述的实施例的无线通信装置及解调部件中工作的无线通信方式。
从在多个地点的多个移动终端发出的无线电信号，进行高效多址通信的技术是多址(多元连接)技术。采用从移动终端向移动通信基站的上行信道的多址技术，例如，有3种方式：
(1)FDMA(Frequency Division Multiple Access：频分多址)：对电波的频率进行分割，把分割出来的频率分配给各个用户进行多址通信方式。
(2)TDMA(Time Division Multiple Access：时分多址)对电波的时间进行分割，把分割出来的各个时间分配给各个用户的多址通信方式。
(3)CDMA(Code Division Multiple Access：码分多址)用分配给各个用户的扩展码(PN：伪噪声)进行扩展的多址通信方式。
在本实施例的无线通信装置适用时分多址连接方式。
另外，移动终端和移动无线电基站进行双向通信时，作为实现上行电路和下行电路的方式，例如，是以下的双工技术。
(1)FDD(Frequency Division Duplex：频分双工)上下行电路在频率上分离的方式。
(2)TDD(Time Division Duplex：时分双工)上下行电路在时间上分离的方式。
本实施例的无线通信装置采用时分双工方式。
另外，调制、解调方式包括振幅调制、频率调制和相位调制。本实施例的无线通信装置的解调部件对相位调制的信号进行解调。所谓相位调制，是指例如通过改变载波的相位、将不同的相位分别分配给0和1来传送位数据。本实施例的无线通信装置的解调部件，对采用数字相位调制亦即PSK(相移键控)调制方式的信号进行解调。
这里，所谓解调，亦称检波，是指从调制波求出信号的操作。这种解调方式(检波方式)有同步检波、准同步检波、延时检波、频率检波等。同步检波，是指通过比较被调制信号的相位与标准信号的相位来求出调制信号的检波方式。准同步检波是指这样的检波方式：对正交调制波进行解调时采用频率固定的本机信号进行解调，通过恢复数字载波进行相位旋转处理，求出解调信号。
本实施例的无线通信装置的解调部件，采用同步检波和准同步检波进行解调。
无线通信装置作为数据信号传输形态，有连续传输和猝发传输。猝发传输(Burst Transmittion)是指在间断的时间间隔传输数据信号的传输方式。所谓猝发信号是指被猝发传输的数据信号。
本实施例的无线通信装置，对猝发传输的猝发信号进行接收、解调。
总而言之，本实施例的无线通信装置，接收经TDMA-TDD方式PSK调制的猝发信号，并采用同步检波或准同步检波方式进行解调。因此，要求高精度地进行频率偏差修正、载波恢复、位时钟脉冲恢复。
以下参照附图说明本实施例。
图1是本实施例的解调部件概念结构图；而
图2是表示猝发信号的图。
在图1中，天线部件11是接收时分多址方式猝发信号的无线电波信号的天线部件。如图2所示，在间断的时间间隔以帧为单位接收猝发信号。在各帧中，作为基准信号加入独特字(UW)，独特字(UW)，其数据样型是已知的，可用绝对相位检出，其数据样型可被检出，可判定同步状态和非同步状态。
A/D(模/数)转换部件12是把模拟信号转换为数字信号的部件。
解调部件13，是对时分多址方式的猝发信号通过数字基带信号处理进行解调的解调部件。
环路滤波器14，是在解调部件13内进行平均化的滤波器。环路滤波器14用后述的图3说明，各设有：构成解调部件13的频率偏差修正电路、位定时恢复电路、接收电平变换电路、载波恢复电路。
切换开关15，从解调控制部件16接收表示同步状态和非同步状态的控制信号，选择最佳时间常数的切换开关。例如，时间常数设置了同步状态用的大值和中间值，非同步状态用的小值。时间常数的数值也可以存储在大规模集成电路中，ROM(只读存储器)表等中。切换开关15是时间常数切换部件的一例。时间常数切换部件，可采用物理地切换电阻的切换开关和通过读出存储在大规模集成电路ROM表等中的时间常数来进行设定的手段等，用硬件、软件、固件或它们的组合实现。
解调控制部件16，是根据解调后的数据的独特字(UW)，判定猝发信号的接收状态是同步状态还是非同步状态，在解调部件内发送控制信号的控制部件。
解调部件13的各个部分及解调控制部件16的各个部分可以用硬件、软件、固件或它们的组合实现。程序记录在存储器和记录介质上(图中未示出)，由CPU读出并执行。另外，用硬件实现时，各部件可用模拟电路和数字电路实现。
下面就作用和效果进行说明。
在图1中，在天线部件11接收的模拟信号经A/D变换部件12变为相位和振幅信息的数字信号。
在解调部件13内，对输入的数字信号进行解调处理，此时，存在于解调部件内的环路滤波器14使用的时间常数值，由解调控制部件16输出的控制信号用切换开关15从至少两个数值中选择一个。
另外，可对接收数据的帧(时隙)数进行计数，在达到某个帧(时隙)数时，控制切换时间常数。
另外，也可以用控制信号和帧(时隙)数的组合进行时间常数的切换。
解调控制部件16，取出在解调部件13中被解调的数据，识别控制信道、通信信道等信道信息和同步状态和非同步状态，把表示在环路滤波器使用时间常数的大值还是在环路滤波器中使用小值的控制信号送到解调部件13。
想要快速地从非同步状态转移到同步状态时，将控制信号送到解调部件13，该信号让切换开关15切换到时间常数小的值。
想要快速地从非同步状态转移到同步状态，而且希望把环路滤波器引入后抖动抑制小时，采取以下行操。
首先，从解调控制部件16向解调部件13发送使切换开关15选择时间常数小值的控制信号。
控制信号，此时，在最初的几帧(时隙)的区间中，选择时间常数为中间数值，此后，通过自动切换选择时间常数的大值。
通过这样进行时间常数的切换，与不使用时间常数中间值的情况相比，可使环路滤波器快速收敛，特别是，可将收敛后噪声造成的抖动抑制小。
另外，在载波频率偏差突然增大或位时钟脉冲偏差增大而偏离同步时，自动进行切换控制：在切换开关15中，从同步状态的时间常数大值切换到时间常数中间值，然后，经数帧(时隙)后切换到时间常数的大值。
这样，环路滤波器就能够快速收敛到一个新的收敛值，使偏离同步的情况难以出现。
如上所述，通过减小时间常数的数值，可使环路滤波器快速引入，结果，可以使状态快速迁移到同步状态。通过增大时间常数值，可把环路滤波器引入后的收敛值的抖动抑制至低值。
若进入同步状态时立即切换至时间常数大值，则由于在非同步状态时未完全同步引入的状态已经切换到时间常数大的值，同步引入费时间，把抖动抑制小也费时间。
若要缩短同步引入时间，则不得不缩小时间常数，而这会使抖动难以抑制小。
解调部件，在采用PHS(注册商标)等TDMA-TDD系统的同步检波方式(或准同步检波方式)的情况下，使其在短时间内收敛，必须把抖动尽可能抑制小，所以，两阶段时间常数切换比固定时间常数，尤其是三阶段(以上)时间常数切换比时间常数两阶段切换，更能实现同步检波方式(或准同步检波方式)的最佳性能。
图3是TDMA-TDD方式的解调部件的结构，解调部件13具有多个附带环路滤波器的功能块。
接收电平变换部件21是对振幅信息进行使其在一定范围内变动的规范化处理来变换接收信号电平的变换部件。
切换开关23是能够切换环路滤波器22中使用的时间常数的开关。切换开关23例如，可以用解调控制部件16输出的控制信号，从多个存在的时间常数表中选择一个时间常数。或者，对接收帧(时隙)数进行计数，数帧(时隙)之后，进行操作，自动切换到不同的时间常数。
频率偏差修正部件24是对频率偏差进行修正的自动频率控制(AFC)电路。
环路滤波器25，是在自动频率控制电路内对相位旋转量进行积分时用的滤波器。
切换开关26是能够切换在环路滤波器25中用的时间常数的开关。
切换开关26配置成能够根据解调控制部件16输出的控制信号，从多个存在的时间常数表中选择一个时间常数。或者，对接收帧(时隙)数进行计数，数帧(时隙)之后，自动执行切换到不同的时间常数的操作。
位时钟脉冲恢复部件27是恢复发送数据中位定时的电路。
环路滤波器28是在位时钟脉冲恢复部件27内，对相位旋转因子和相位变动量进行相关量计算时的滤波器。
切换开关29是能够切换在环路滤波器28中用的时间常数的开关。切换开关29构造成：例如，用解调控制部件16输出的控制信号，从多个存在的时间常数表中选择一个时间常数。或者，对接收帧(时隙)数进行计数，数帧(时隙)之后，进行自动切换到不同的时间常数的操作。
载波恢复电路210是进行载波恢复的电路。
环路滤波器211是在载波恢复电路210中以LMS算法推算传输路径的滤波器。
切换开关212是能够切换在环路滤波器211中用的时间常数的开关。切换开关212构造成：例如，根据解调控制部件16输出的控制信号，从多个存在的时间常数表中选择一个时间常数。或者，对接收帧(时隙)数进行计数，数帧(时隙)之后，进行自动切换到不同的时间常数的操作。
解调控制部件16，从载波恢复电路接收解调后的数据，判定同步状态、非同步状态、信道类别，发出指示切换各环路滤波器22，25，28，211中时间常数的控制信号。解调控制部件16，例如，在PHS(注册商标)等系统中，用独特字检测、独特字脉冲的孔径门(aperture gate)通过等方式，判定同步状态和非同步状态。
接着，说明其作用和效果。
在图3中，接收信号电平变换部件21一旦接收到振幅信息，就用环路滤波器22对振幅信息进行平均化。
此时，在非同步状态的情况下，为了快速进行引入，尽快进入同步状态，由解调控制部件16发送控制信号，在切换开关23上将进行乘法运算的时间常数选择为小值。
一转入同步状态，为了比非同步状态时稍慢地引入并某种程度地抑制引入后的抖动，从解调控制部件16发出控制信号，将环路滤波器22进行乘法运算的时间常数通过切换开关23选择为中间值。
此后，一旦接收了数帧(时隙)，为了进一步把抖动抑制小，切换开关23从时间常数的中间值切换到选择大值。
从而，由于使接收电平平均化处理的引入快速结束，并能够将引入后的平均接收电平收敛后的抖动抑制小，所以能够稳定地进行接收电平的规范化。
从时间常数中间值变为大值，也可以用解调控制部件16输出控制信号进行切换。
频率偏差修正部件24一旦接收到振幅信息和相位信息，就求出频率偏差量，用环路滤波器25进行平均化。
此时，在环路滤波器25内进行乘法运算的时间常数，在非同步状态的情况下，要快速进入同步状态，由解调控制部件16发送控制信号，将环路滤波器25内进行乘法运算的时间常数，由切换开关26选择为小值。
一进入同步状态，要使引入比非同步状态时稍慢，在某种程度上抑制引入后的抖动，解调控制部件16发出控制信号，用切换开关26把环路滤波器25中相乘的时间常数选择为中间值。
其后，一旦收到了数帧(时隙)，为了进一步把抖动抑制小，切换开关26进行切换，把时间常数从中间值选择为大值。
从而，使频率偏差量平均化处理的引入快速结束，而且，引入后的平均频率偏差量收敛后抖动能够抑制小，所以频率偏差修正快，而且，可以高精度运行。
从时间常数中间值变为大值，也可以用解调控制部件16输出的控制信号进行切换。
位定时恢复部件27一旦接收到相位信息，就用环路滤波器求出该相位信息与自运行时钟(free-running clock)相关。
此时，在环路滤波器28内进行乘法运算的时间常数，在非同步状态的情况下，为了快速进入同步状态，由解调控制部件16发送控制信号，将进行乘法运算的时间常数在切换开关29中选择为小值。
一旦进入同步状态，为了使引入比非同步状态时稍慢，且在某种程度上抑制引入后的抖动，解调控制部件16发出控制信号，用切换开关29把环路滤波器28中相乘的时间常数选择为中间值。
其后，一旦收到了数帧(时隙)，为了进一步把抖动抑制小，切换开关29进行切换，把时间常数从中间值选择为大值。
这样，使得位时钟脉冲(在π/4移相QPSK时的符号时钟脉冲)恢复的相关计算的引入快速结束，而且，可以把引入后的频率偏差量后的抖动抑制小，所以位时钟脉冲恢复快，而且能以高精度运行。
也可以用解调控制部件16发生的控制信号，从时间常数的中间值切换到大值。
载波恢复部件210一旦接收到频率偏差修正后的I，Q数据以及恢复时钟脉冲，就用环路滤波器211进行载波恢复处理。
载波恢复部件210已知有采用科斯塔斯环(costas loop)及为推定传输路径用采用最小平均二乘(LMS)算法进行叠代处理的方法，但是不论用什么方法，在环路滤波器中相乘的时间常数，在非同步状态时，为了快速进入同步状态，解调控制部件16发出控制信号，用切换开关212将进行相乘的时间常数选择为小值。
一旦进入同步状态，为了使引入比非同步状态时稍慢，并在某种程度上抑制引入后的抖动，由解调控制部件16发出控制信号，用切换开关212把在环路滤波器211相乘的时间常数选择为中间值。
此后，一旦接收了数帧(时隙)，为了把抖动进一步抑制小，切换开关212进行切换，从时间常数的中间值选择为大值。这样，使传输路径推定值的收敛尽快结束，而且，能够把引入后的抖动抑制小，因此能够加速载波恢复，而且以高精度运行。
也可以用解调控制部件16产生的控制信号，从时间常数的中间值切换到大值。
图4是具有采用多个时间常数的环路滤波器的频率偏差修正部件24(自动频率控制电路或频率偏差修正电路)的结构。
乘法器41是使输入的相位信息和振幅信息相乘，生成复数信号的乘法器。
延迟检波电路42是以延迟检波方式求相位差的延迟检波电路。
角度信息提取电路43是从包含延迟检波电路42求出的相位信息的复数值提取角度信息的电路。
减法器44是从角度信息减去在环路滤波器内求出的频率偏差的角度量的减法器。
解调分量除去电路45是这样的电路：求出在角度信息提取电路43中提取的角度信息与从I，Q平面的I轴及Q轴这二轴偏离45度角度上的点的差值，并将该角度差作为从I轴的变动量。
限幅电路46是能够将超过系统允许的偏差量的那部分因其由噪声造成而忽略的电路。
乘法器47是从存在多个数的时间常数中选择一个时间常数进行相乘的乘法器。
积分器48是将角度偏差量相加而得到频率偏差的角度量的积分器。
积分器49是通过加上频率偏差的角度量，将延迟检波电路42求出的相位差还原的积分器。
角度信息复数信息变换电路410是把积分器49求出的角度信息变换为复数信号的电路。
频率偏差修正器411是在乘法器41所求出的复数数据上，乘以由角度信息复数信息变换电路410求出的角度信息的复数信号，使相位角的偏差量为零的修正器。
接着说明作用及效果。
在图4中，相位信息和振幅信息在乘法器41中进行复数相乘，在延迟检波电路42中与一个符号前的数据的复数共扼相乘，通过复数相乘求出相位差值。
包含延迟检波电路42求出的相位差信息中的复数信号在角度信息提取电路43中处理，只提取角度信息。
在解调分量除去电路45中，求出由角度信息提取电路43提取的角度信息和从I，Q平面上的I轴、Q轴分别偏离45度角度上的点中有角度信息存在的象限的点之间的差值，以该差值作为从I轴算起的变动量。
在限幅电路46中，限制由解调分量除去电路45求出的角度变动量，使之不超过通信标准所规定的频率偏差量。
在限幅电路46中限幅后的角度变动量，在乘法器47中乘以时间常数。
此时，处于非同步状态时，为了快速引入，从解调控制部件发出控制信号，选择时间常数的小值，并乘以时间常数的小值。
若变为同步状态，则可从解调控制部件发出表示同步状态的控制信号，选择中间值的时间常数，在乘法器47中相乘。引入速度变慢，但收敛后的抖动变小。
数帧(时隙)时间之后，切换到时间常数的大值，进一步缩小收敛后的抖动。
在积分器48中，将由乘法器47乘以时间常数所得的角度变动量相加，求出角度变动量的平均值。
在减法器44中，从角度信息提取电路43输出的数据，减去由积分器48求出的角度变动量的积分结果。这样，把在角度信息提取电路43提取的角度信息跟角度变动量的平均值相差部分被送入环路滤波器。这样，在环路滤波器中角度变动量逐渐收敛为实际变动量的值。
将积分器48中积分的角度变动量在积分器49中相加，然后加上在延迟检波电路42中求出的相位旋转。
在积分器49中加上相位旋转的角度变动量，在角度信息复数信息变换电路410中，变换为复数数据。在角度信息复数信息变换电路410中变换为复数数据的角度信息的复数共扼，在频率偏差修正器411中与乘法器41输出后的复数数据相乘，这样就除去了乘法器41输出后的数据的角度变动量。
通过使时间常数从小值逐渐变为中间值和大值，在积分器48中积分的角度变动量，可以快速收敛，且可以得到抖动小的值。
图5是表示由解调控制部件判定的同步、非同步状态的状态变迁图，并表示了此时用的解调部件内各环路滤波器用的所要求的时间常数的大小。
状态51是非同步状态，状态52是同步状态(中间状态)，状态53是同步状态。
非同步状态，只存在1种(状态51)。同步状态最初的数帧(时隙)区间的同步状态为同步状态1(状态52)，进入同步状态后的数帧(时隙)的区间后为同步状态2(状态53)，存在2种。
同步状态1时的时间常数取中间值，所以引入的速度比时间常数大的快，所以从同步状态1(状态52)进入非同步状态(状态51)的几率变小。
图6是状态变迁图，表示解调控制部件判定的同步、非同步状态和此时用的解调部件各环路滤波器用的所要求的时间常数的大小。
状态61是同步状态，状态62是同步状态1(中间状态)，状态63是同步状态2，状态64是同步状态3(中间状态)。
非同步状态存在1种(状态62)。同步状态最初数帧(时隙)的区间为同步状态1(状态62)，进入同步状态后数帧(时隙)区间后为同步状态2(状态63)，是同步状态。快要变为非同步状态的状态为同步状态3(状态64)，有3种。
由于同步状态1时的时间常数取中间值，所以引入速度比时间常数大时快，所以从同步状态1(状态62)进入非同步状态(状态61)的几率变小。
同步状态3(状态64)时的时间常数取中间值，所以引入速度比时间常数大时快，所以频率偏差和接收电平等突然变动的情况下，与时间常数大的情况相比，较快重新引入，所以从同步状态3(状态64)迁移至非同步状态(状态61)的几率变小。
图7是状态变迁图，表示解调控制部件判定的同步、非同步状态，并表示了此时所用的解调部件内各环路滤波器用的要求的时间常数的大小。
状态71是非同步状态1，状态72是非同步状态2(中间状态)，状态73是同步状态，状态74是非同步状态3(中间状态)。
非同步状态，从在非同步状态下开始接收接收帧(时隙)(例如，PHS系统中的控制信道)的最初数帧(时隙)的状态为非同步状态1(状态71)，数帧(时隙)后为非同步状态2(状态72)，从同步状态只偏离数帧(时隙)的非同步状态称为非同步状态3(状态74)。
同步状态只存在1种(状态73)。
非同步状态2(状态72)下，经过数帧(时隙)，不转入同步状态(状态73)的情况下，迁移至非同步状态1(状态71)。
从非同步状态迁移至同步状态，从时间常数小的非同步状态1(状态71)经过时间常数为中间值的非同步状态2(状态72)，所以在同步状态判定阈值严格的情况下，引入后抖动比时间常数小的情况能够抑制得小，所以与非同步状态只有一种的情况相比，有容易迁移入同步状态的效果。
从同步状态向非同步状态迁移的情况下，最初数帧(时隙)变为要求时间常数为中间值的非同步状态3(状态74)。通过使时间常数为中间值，与时间常数小的情况相比，引入后的抖动能抑制小，所以有容易快速重新迁移入同步状态(状态73)的效果。
图8是解调控制部件16的结构例。
UW检测部件101检测独特字(UW)的脉冲，判定是同步还是非同步。帧数计数器102是对被UW检测部件101检测为同步的帧(时隙)数进行计数的计数器。控制信号生成部件103根据帧数计数器102的计数，生成控制信号。
帧数计数器102也可以不对帧数，而对时隙数进行计数。另外，也可以用帧时间代替帧数进行计数。另外，也可以不对时隙数而对时隙时间进行计数。或者，也可以对预定的时间进行计数。另外，也可以对撤消的帧(时隙)数进行计数。
帧(时隙)格式中有识别同步状态、定时用的独特字(UW)。在解调控制部件内，对UW检测部件101是否检测出UW脉冲进行判断，没有检测出时，撤消该帧(时隙)，检测出时，帧数计数器102将帧(时隙)数计入。控制信号生成部件103中，生成选择时间常数大小的控制信号，送往解调部件内具有环路滤波器的各个功能块。
也可以不用UW检测部件，而设置信噪比判定部件，根据C/N(信噪比)进行同步状态、非同步状态的判定。
图9是流程图，表示在图5，图6中从非同步状态向同步状态1、同步状态2迁移时解调控制部件16实际判断状态迁移的情况。
步骤81，以UW(独特字)检测为条件进行分支。
步骤82，以经过两帧前后为条件进行分支。
在图5，图6的非同步状态(状态51，61)中，在步骤81，UW检测部件101没有检测出UW时，成为非同步状态(状态51，61)。在步骤81，若UW检测部件检测出UW，则帧数计数器102将帧数计数，在步骤82，判断是否经过2帧，若经过之前，则迁移至同步状态1(状态52，62)，若是经过之后，则迁移至同步状态2(状态53，63)。
图10是一个流程图，表示从同步状态向非同步状态3、从非同步状态3向非同步状态1，从非同步状态3向同步状态迁移的情况下，解调控制部件16实际进行状态迁移判定的情况。
步骤91，以UW(独特字)没有检测出为条件进行分支。
步骤92，以2帧(时隙)前是否检测出UW(独特字)为条件进行分支。
在图7的同步状态(状态73)中，在步骤91，UW检测部件101检测出UW时，变为同步状态(状态73)。在步骤91，若UW检测部件101没有检测出UW，则帧数计数器102使帧数计数，在步骤92，判断2帧前是否检测出UW，检测出时，变为非同步状态3(状态74)，没有检测出时，迁移至非同步状态1(状态71)。
图11是使用本实施例中3种时间常数的环路滤波器的引入情况。
图12是使用本实施例中2种时间常数的环路滤波器的引入情况。
在图11，图12中，横轴是时间。横轴是时隙时间。横轴也可以是帧时间。纵轴表示相位、频率偏差等收敛状态。
在图11的情况下，时间常数经过小→中→大3阶段的变化。同步的第一时隙和第二时隙以中时间常数进行引入，第三个时隙之后，开始以大时间常数引入，这样，在收敛时间A接近收敛值。收敛后抖动小。
在图12的情况下，时间常数经过小→大两个阶段的变化。同步的第一时隙之后，开始大时间常数的引入。这样，在收敛时间B接近收敛值、收敛后抖动大。
在使用时间常数中间值的图11的情况下，收敛时间A＜收敛时间B，可以较快接近收敛值，收敛后抖动可以抑制得更小。
如上所述，本实施例的无线通信装置，其特征在于备有：解调部件13，接收相位调制的猝发信号，用同步检波方式或准同步检波方式进行解调；和解调控制部件16，根据解调部件13的猝发信号接收状态，生成控制解调部件猝发信号的解调的控制信号，解调部件13备有：环路滤波器14，对用时分多址方式数字相位调制的猝发信号进行解调，对基于猝发信号的信号进行滤波；以及时间常数切换部件15，用控制信号切换环路滤波器的时间常数。
这里，所谓基于猝发信号的信号是指猝发信号的振幅信息、相位信息、角度信息、恢复时钟脉冲、频率偏差修正后的I，Q数据的信号。
另外，上述环路滤波器的特征在于，它是备有以下部件的环路滤波器：频率偏差修正部件24，对猝发信号的频率偏差进行修正；载波恢复部件210，恢复猝发信号的载波；位定时恢复部件27，恢复猝发信号的位定时；和接收电平变换部件21，对猝发信号的接收电平进行变换。
另外，上述解调控制部件16的特征在于，检测出在解调部件13中猝发信号的接收状态是同步状态、非同步状态、处于同步状态和非同步状态之间的中间状态3种状态中的哪一种，并输出表示检测出的接收状态的控制信号；上述时间常数切换部件15具有同步状态用的大值时间常数、中间状态用的中间值时间常数和非同步状态用的小值时间常数，可切换到与控制信号所表示的3种接收状态对应的时间常数。
上述解调控制部件16的特征在于，解调部件13中猝发信号的接收状态从非同步状态向同步状态变化时预定数目的帧的接收状态被定为中间状态。
或者，上述解调控制部件16的特征在于，解调部件13中猝发信号的接收状态从同步状态向非同步状态变化时预定数目的帧的接收状态被定为中间状态。
上述解调控制部件的特征在于，用信噪比检测出解调部件13中猝发信号的接收状态，根据检测出的接收状态输出控制信号，上述时间常数切换部件15切换到与控制信号所表示的接收状态对应的时间常数。
本实施例的解调控制方式的特征在于，环路滤波器用的时间常数的大小，在非同步状态下用小值，在同步状态下最初数帧(时隙)以外用大值，在最初数帧(时隙)区间用中间值。
本实施例的解调控制方式的特征在于，环路滤波器用的时间常数的大小，在非同步状态下用小值，在同步状态下最初数帧(时隙)以外用大值，在最初数帧(时隙)区间用中间值，非同步状态中数帧(时隙)前为同步状态时用中间值。
本实施例的解调控制方式的特征在于，环路滤波器用的时间常数的大小，在非同步状态下引入开始的最初数帧(时隙)用小值，最初数帧(时隙)以后用中间值，在同步状态下用大值，在非同步状态中数帧(时隙)前为同步状态时用中间值。
本实施例的解调控制方式的特征在于，经过帧(时隙)时间后就进行自动切换时间常数大小的控制，该帧(时隙)时间设为2帧(时隙)。
本实施例的解调控制方式的特征在于，经过帧(时隙)时间后就进行自动切换时间常数大小的控制，解调控制部件16具有对帧(时隙)数进行计数的计数电路，解调控制部件接收该计数电路的计数结果，并生成控制时间常数的控制信号。
本实施例的解调控制方式的特征在于，帧、时隙格式为TDMA-TDD方式中的格式。反过来说，本实施例的解调控制方式的特征在于，帧、时隙格式不是CDMA-TDD、CDMA-FDD方式中的格式。
本实施例的解调控制方式的特征在于，用帧同步状态判定同步、非同步状态。
本实施例的解调控制方式的特征在于，时间常数的大小，可分3个阶段以上从大值到小值进行切换。
本实施例的解调控制方式的特征在于，使用C/N(信噪比)作为选择时间常数的大小的判定基准。
本实施例的解调控制方式的特征在于，接收电平变换部件、频率偏差修正部件24(自动频率控制电路)、位定时恢复部件27、载波恢复部件210，可以从3种大小不同的时间常数中选择与环路滤波器中相乘的时间常数。
本实施例的解调控制方式的特征在于，也可以不用3种时间常数而用大、小两种时间常数进行控制，环路滤波器用的时间常数的大小，在非同步状态下用小值，在同步状态下用大值。或者，也可设置成具有大、小两种时间常数而切换大+小、大、小3种时间常数。或者，也可设置成大+小、大、大-小、小。
上述无线通信装置的解调控制方式适用于作为接收相位调制的猝发信号的接收机的、装有同步检波方式或准同步检波方式的解调部件的无线通信装置。而且，频率偏差修正部件的平均化处理用的环路滤波器用的时间常数，根据同步状态、非同步状态等接收状态切换，故能实现稳定的载波恢复、快速平均化收敛，并将抖动抑制得小。
不仅频率偏差修正部件的环路滤波器，而且接收电平变换部件、载波恢复部件、位定时恢复部件的环路滤波器以及解调部件内任意的环路滤波器，或者，解调部件内的全部环路滤波器所用的时间常数均可切换大小不同的值，故能加速平均化的收敛，将抖动抑制得小，使解调的稳定成为可能。
该切换中，从解调控制部件16向解调部件内任意的或全部环路滤波器用同一控制信号发出指令，所以具有解调部件13解调动作统一的效果。或者，控制信号，也可以向各部件个别地输出，但是在解调控制部件16的控制下进行输出，所以解调部件13的解调动作按照各部件各自的状态进行控制。
这里通过描述与“多重信号重现装置”(特开平7-336325公报)记载的不同点，说明本实施例的解调方式的特征。
特开平-7336325公报记载的方式与移动通信无关，而本实施例的解调方式是关于移动通信的，技术领域不同。
特开平-7336325公报记载的方式是频率调制方式，本实施例的解调方式是PSK调制(数字相位调制)方式的解调，所以解调方式不同。特开平-7336325公报记载的方式，没有本实施例的解调方式的图3，图4，图10的结构。例如，特开平7-336325公报记载的方式，不存在用以提高载波恢复精度的频率偏差修正部件24。频率偏差是移动通信所特有的。本实施例的解调方式，改善了移动通信所特有的频率偏差的修正精度。载波恢复的同步检波方式中，改善频率偏差修正精度是很重要的。
特开平7-336325公报记载的方式，与接收无线通信用的相位调制的猝发信号的接收装置无关。因而，必须解决对猝发信号进行同步检波方式(或准同步检波方式)的解调的情况下产生的抖动问题。本实施例的解调方式，涉及接收无线通信用的PSK调制(数字相位调制)方式的相位调制的猝发信号的接收机，解决对猝发信号进行同步检波方式(或准同步检波方式)解调时产生的抖动问题，具有改善无线通信接收灵敏度的效果。接收PSK调制(数字相位调制)方式相位调制的猝发信号，涉及用同步检波方式(或准同步检波方式)进行解调的解调部件的环路滤波器的时间常数的切换，在对采用TDMA-TDD系统的情况下相位调制的猝发信号进行同步检波方式(或准同步检波方式)的解调处理中，环路滤波器的时间常数的切换是以前没有的。由于这样的结构，本实施例的解调方式，可以实现把噪声造成的抖动抑制小且快速引入的效果。
产业上利用的可能性
依据本实施例，采用同步检波方式(或准同步检波方式)，在把频率偏差和恢复时钟脉冲的抖动抑制小所需要的解调部件中，频率偏差修正和位时钟脉冲(符号时钟脉冲)恢复的功能块内的环路滤波器中相乘的时间常数的大小设置为2种(最好3种以上)，可根据同步、非同步状态进行切换，可加速引入，而且引入后的抖动抑制小。结果，具有能够快速从非同步状态迁移到同步状态而难以从同步状态迁移到非同步状态的效果。
另外，因为没有必要为每个时间常数设置环路滤波器，所以具有可抑制电路规模增大的效果。
附图说明
图1是本发明实施例1中具有可切换、变更时间常数的环路滤波器的解调部件和解调控制部件的结构图；
图2是猝发信号说明图；
图3是本发明实施例1的解调部件中加入具有环路滤波器的功能块的示例的比图1更详细说明的解调部件和解调控制部件的结构图；
图4是本发明实施例1中图3的频率偏差修正部件(电路)的结构图；
图5是非同步状态1种、同步状态2种的情况下的状态迁移图；
图6是非同步状态1种、同步状态3种的情况下的状态迁移图；
图7是非同步状态3种、同步状态1种的情况下的状态迁移图；
图8是本发明实施例1中解调控制部件的结构图；
图9是从同步状态向非同步状态迁移时判定时间常数大小的流程图；
图10是成为非同步状态后经过帧(时隙)为2帧(时隙)以下时判定时间常数大小的流程图；
图11表示本发明实施例1中时间常数分3阶段时的收敛情况；而
图12表示本发明实施例1中时间常数分2阶段时的收敛情况。