反驰式转换器.pdf

本发明涉及一种具有开关调节的输出电路(5)的多重输出反驰式转换器。为了避免第二换向间隔，由于该次级受控输出中的输出电压比其绕组匝数所指示的要低，因此该电路的电感得到了提高。优选地通过提高已调节电路中的绕组(6)的泄漏电感来实现这一点。

1.  一种反驰式转换器，包括：初级侧输入电路(1)，其具有缠绕在变压器(3)上的初级绕组(2)以及与该初级绕组(2)串联的初级开关元件(4)；第一输出电路(5)，其具有缠绕在该变压器(3)上并且与整流元件(7)和次级开关元件(8)串连的第一次级绕组(6)；以及至少一个第二输出电路(10)，其具有缠绕在该变压器(3)上并且与整流元件(12)串联的第二次级绕组(11)，
其中，所述第一输出电路(5)包括用于提高第一输出电路(5)中的电感的装置(24；25；27；31)。

2.  根据权利要求1的反驰式转换器，其中，所述用于提高第一次级输出电路中的电感的装置包括用于提高第一次级绕组(6)的泄漏电感的装置(25；27；31)。

3.  根据权利要求2的反驰式转换器，其中，第一次级绕组(6)主要缠绕在所述变压器(3)的第一腿(26)上，并且所述用于提高第一次级绕组(6)的泄漏电感的装置包括第一次级绕组(6)中的围绕所述变压器(3)的第二腿(28)的至少一匝(27)。

4.  根据权利要求2的反驰式转换器，其中，所述用于提高第一次级绕组(6)的泄漏电感的装置包括在所述初级绕组(2)和第一次级绕组(6)之间的间隙(25)。

5.  根据权利要求1的反驰式转换器，其中，所述用于提高第一次级输出电路(5)的电感的装置包括与第一次级绕组串连的辅助电感(24)以及允许电流在所述次级开关(8)打开时继续流过该辅助电感的续流二极管(29)。

6.  根据任何先前权利要求的反驰式转换器，还包括用于可变地控制第一次级输出电路(5)的输出的控制装置(30)。

反驰式转换器
发明领域
本发明涉及一种反驰式(flyback)转换器，其包括：初级侧输入电路，其具有缠绕在变压器上的初级绕组以及与该初级绕组串联的初级开关元件；第一输出电路，其具有缠绕在该变压器上并且与整流元件和次级开关元件串联的第一次级绕组；以及至少一个第二输出电路，其具有缠绕在该变压器上并且与整流元件串联第二次级绕组。
发明背景
上面提到的该类DC/DC转换器在例如EP 0772284 A2中披露。具有开关次级控制安排的这种设备使得第一次级输出电路的输出可以被精确的调节到期望的值，而无需使用高功耗的线性控制电路。
与上述类型的转换器有关的一个问题是，即使次级输出电路中的功耗比起使用线性控制电路的情况低很多，但是该功耗仍然非常高。
发明概要
因此，本发明的一个目标是提供上述类型的具有较低功耗的转换器。
本目标通过权利要求1的反驰式转换器来实现。
更具体地说，根据一个方面，本发明涉及一种反驰式转换器，其包括：初级侧输入电路，其具有缠绕在变压器上的初级绕组以及与该初级绕组串联的初级开关元件；第一输出电路，其具有缠绕在该变压器上并且与整流元件和次级开关元件串联的第一次级绕组；以及至少一个第二输出电路，其具有缠绕在该变压器上并且与整流元件串联的第二次级绕组。其中，所述第一输出电路包括用于提高第一输出电路中的电感的装置。
通过提高电感，RMS电流(因此功耗)可以保持得较低。这是因为提高了的电感限制了第一次级绕组中的电流上升的速率。该提高了的电感改变了电流分布，其中，限制了第一次级绕组中的峰值电流。由于峰值电流被降低，因此次级控制保持开关在更长时间内导通以便控制输出电压。因此，所得到的电流波形具有低得多的RMS值。此外，第二换向(其中第一和第二输出电路在不同时刻开始它们的扫描逆程)可以在很大程度上被避免。因此，在第二换向可能发生的情况下，电感的增加是特别有利的。
在一个优选的实施例中，所述用于提高第一输出电路中的电感的装置包括提高第一次级绕组的泄漏电感的装置。这是一个廉价的解决方法，因为不需要增加额外的组件。
优选地，第一饮级绕组主要缠绕在变压器的第一腿上，并且所述用于提高第一次级绕组的泄漏电感的装置包括围绕该变压器的第二腿的第一次级绕组当中的至少一匝。
替换地，所述用于提高第一次级绕组的泄漏电感的装置包括在初级绕组和第一次级绕组之间的间隙。
替换地，所述用于提高第一次级输出电路中的电感的装置可以包括：辅助电感，该辅助电感与第一次级绕组串联；以及续流(freewheeling)二极管，其允许电流在次级开关打开时继续流过该辅助电感。
在一个优选的实施例中，所述转换器可以进一步包括用于可变地控制第一次级输出电路的输出的控制装置。与提高了的电感一起，该控制装置允许在一定范围内提供可变电压，而没有在电路中引入第二换向间隔的危险。
参考下文所述的实施例，本发明的这些和其它方面将变的清楚并且将被阐明。

附图简述
图1示意性地示出了具有根据现有技术的开关次级侧控制的反驰式转换器。
图2示出了图1的反驰式转换器在第一种情况下的波形。
图3示出了图1的反驰式转换器在第二种情况下的波形。
图4示出了反驰式转换器，其根据本发明的一个实施例进行了修改。
图5示出了用于提高绕组泄漏电感的安排。
图6示出了另一种用于提高绕组泄漏电感的安排。
图7示出了用于提高输出电路中的电感的替换方法。
图8示出了本发明的一个优选实施例，其中所谓的半匝(half turn)被添加到变压器绕组中。
图9和图10示出了具有传统变压器的转换器的示波器图像。
图11和12示出了对于根据本发明的一个实施例的转换器所执行的相应测量，该转换器包括所谓的半匝，以用于提高开关调节的输出电路中的泄漏电感。
图13和14示出了具有传统变压器的转换器和根据本发明一个实施例的转换器在全负载下的RMS电流比较。
优选实施例描述
图1示意性地示出了具有根据现有技术的开关次级侧控制的反驰式转换器。该反驰式转换器在输入侧和输出侧之间提供电隔离，并且能够在其次级侧同时提供多个不同的输出电压。反驰式转换器可以在众多消费电子产品中找到，比如电视机、DVD播放器和记录器、卫星接收器等等。
在EP 0772284 A2中描述的单输出电路可以配备有开关次级侧调节器，其允许将一个输出电压精确地调节到预定的期望值，而无需使用高功耗的线性调节器。
这样的反驰式转换器包括初级侧输入电路1，其包括缠绕在变压器3上的初级绕组2以及与该初级绕组2串联的初级开关元件4(例如MOSFET)。输入电路1接收输入电压V_in。开关4被接通和关断，以便允许将能量从变压器3的初级侧传输到次级侧，正如后面将描述的那样。几种控制技术(例如常规的PWM(脉宽调制)或者自振荡方法)可以被用来控制开关4，以便调节从该转换器的输入侧流到输出侧的能量总量。
该转换器进一步包括第一输出电路5，其包括次级绕组6(具有缠绕在变压器3上并且与二极管形式的整流元件7串联的n₁匝)，以及次级开关元件8(例如也是MOSFET)。次级开关8用于精确控制第一输出电路的输出电压，这将在随后描述。第一次级输出电路5还包括输出电容器9，在其两端生成输出电压V_o1。
该转换器还包括第二输出电路10，其不通过次级侧开关来调节。需要注意的是，多于一个这样的电路可以存在于该转换器中。第二输出电路10包括次级绕组11，其具有缠绕在变压器3上并且与诸如二极管的整流元件12串联的n₂匝。第二输出电路10还包括输出电容器13，该输出电容器13对应于第一输出电路5中的输出电容器。第二输出电路提供了电压V_o2。可以通过控制初级侧开关4的操作来调节电压V_o2。
图2示出了图1的反驰式转换器在第一种情况下的波形。这里从上至下示出了初级侧输入电路1的电流i_p、第一次级输出电路5的电流i_s1以及第二次级输出电路10的电流i_s2。
在开关周期的第一阶段，初级开关元件4闭合，并且i_p以取决于初级绕组2的电感和输入电压V_in的速率上升(15)。接着，初级侧开关元件4在第一时间点16关断，并且换向发生(在t_c期间)，其中次级侧电流i_s1、i_s2同时上升(17、18)，随后扫描逆程在第二时间点19开始。在扫描逆程(t_fly)期间，在第一阶段期间存储在变压器3中的能量被传送到次级侧电路5、10。第一电路5中的电流i_s1被次级侧开关元件8在预定的关断时间20切断。在未调节的次级侧电路10中，减小中的电流继续流动，直到不再有能量被存储在该变压器中。
通过关于换向发生的时间点改变关断时间20，通过调节流到输出电容器9的电荷量来精确调节第一次级输出电路5的输出电压V_o1是可行的。因此可以使用PWM控制方法来调节输出电压V_o1，就像在本领域中所公知的那样。
图3示出了图1的反驰式转换器在第二种情况下的波形。同样地，这里从上至下示出了初级侧输入电路1的电流i_p、第一次级输出电路5的电流i_s1以及第二次级输出电路10的电流i_s2。图3示出了期望输出电压V_o1大大低于(n1/n2)*V_o2的情况。
在这种情况下，由于绕组6和输出电容器9之间的电压差，i_s1上升得非常快。在i_s1流动的间隔期间，绕组11两端的电压被箝位到(n₂/n₁)*V_o1＜＜V_o2。因此，在这个间隔期间二极管12阻断。这将持续到开关元件8将i_s1关断。接着，电流i_s2开始流过第二输出电路10。因此，其结果是所不期望的第二换向间隔。此外，由于更高的峰值电流，第一输出电路5中的RMS电流变得高很多，并且因此增加了功耗。这是由于能量被顺序地首先从变压器3传输到第一输出电路5、然后从变压器3传输到第二输出电路10这一事实。
图4示出了反驰式转换器，其根据本发明的一个实施例进行了修改。本发明基于这样的理解：是次级绕组6、11的泄漏电感允许输出电压V_o1和V_o2偏离V_o1*n₂＝V_o2*n₁。如在一个例子中示出的那样，所述转换器可以包括多于一个的输出电路5，其在次级侧被调节。
为了提供具有更高效率的转换器，第一输出电路5应该包括用于提高其电感L⁺的装置。i_s1的上升斜率和峰值都随着提高的电感而被降低。这样降低了电流的RMS值，并且在很大程度上避免第二换向。如果第二换向被避免，则能量差不多同时被从变压器3传输到第一和第二输出电路5、10，因此得到了更低的RMS电流。
提高的电感的值取决于应用并且应该被实验地确定。太大的电感提高应当被避免，这是由于其将会导致更加偏离输出电压关系式V_o1*n₂＝V_o2n₁。在V_o2是主要的已调节输出的时候，绕组6两端的电压在特定负载条件下会变得比所期望的V_o1低，这意味着不能再执行调节。
有几种方法可以用于提高输出电路5的电感，这将在后面描述。
添加电感L⁺允许以更高的选择自由度来选择输出电压V_o1，同时仍然避免不期望的第二换向，当然其前提时是V_o1≤V_o2*n₁/n₂。实际上，甚至可能使V_o1在所述转换器的操作期间改变。然后控制电路30在操作期间的不同场合将V_o1调节到不同的电压。然而，应当注意到，V_o1仍然不应当偏离V_o2*n₁/n₂太远。
应当理解的是，优选地可以通过提高绕组6的泄漏电感来提高第一输出电路5中的电感。在本领域中描述了不同的方法以用于降低包括变压器的不同系统中的泄漏电感。所述泄漏电感总体上可以通过执行相反的操作而得到提高。
图5示出了用于提高绕组泄漏电感的安排。在这个安排中，间隙25被设置在变压器3的初级绕组2和第一次级绕组6之间。
图6示出了另一种提高绕组泄漏电感的安排。绕组主要缠绕在变压器的第一腿26周围。泄漏电感通过绕组中的围绕变压器的第二腿28的一匝27而得以提高。这种绕组可以被称为“半匝”绕组，并且可以以不同方式提供，它的一个实例将在以后给出。关于总体上的半匝的概念，可以参考“How to design atransformer with fractional turns”，Dixon，L.H.；Unitrode Design Seminar；发表日期：MAG-100A。当然可以提供多于一个这种匝。
图7示出了用于提高输出电路中的电感的一种替换方法。在该例中，替代提高绕组的泄漏电感，辅助电感24通过二极管7和次级侧开关8与绕组6串联连接。续流二极管29也被添加，从而在开关8关断的时候允许电流继续流过辅助电感24，因此避免了感应电压尖峰。
图8-14示出了在应用本发明的一个实施例时所获得的实验结果。
图8示意性地示出了本发明的一个优选实施例，其中所谓的半匝被添加到变压器绕组中。变压器3包括气隙g，并且具有在其中心腿上的三个绕组2、6、11。一个绕组2形成输入电路的一部分，另外两个6、11各自形成已调节输出电路5和未调节输出电路10的一部分，如上面关于图4所披露的一样。图8中示出的环路31等效于与绕组6串联的两个并行的半匝。当在下面给出的实例中应用“半匝”时，环路31被使用。在传统的参考实例中，环路31不被使用(虚线)，并且提高绕组6中的匝数以获得足够的电压。
下面的绕组被用在该实例中。
传统变压器：5V绕组：3匝
            3.3V绕组：3匝
            1.8V绕组：2匝
因此，3.3V从5V绕组电压次级控制，而1.8V从3.3V绕组电压(2*(5/3))次级控制。
半匝变压器：5V绕组：3匝
            3.3V绕组：2+1/2匝
            1.8V绕组：1+1/2匝
3.3V从4.16V(2.5*(5/3))绕组电压次级控制，而1.8V从2.5V绕组电压(1.5*(5/3))次级控制。
通过应用半匝可以获得两个好处。首先，与传统转换器变压器相比，次级已调节输出V_o1和相关的变压器绕组6之间的电压差受到限制。这样做本身就限制了峰值电流。其次，泄漏电感由于半匝而被提高。
该参考实例具有四个输出：
输出1：12V1A(常规反驰输出)
输出2：5V2A(主要已调节输出)
输出3：3.3V1A(次要已调节输出)
输出4：1.8V2A(次要已调节输出)
因此，输出1和2对应于图4中的输出电路10的例子，而输出3和4对应于图4中的输出电路5的例子。
输出1和2的绕组与输入电路的初级绕组一起完全缠绕在变压器3的中心腿上。如果传统变压器被使用(参考实例)，则与输出3和4相关联的绕组被完全缠绕在变压器的中心腿上。如果使用半匝变压器，则与这些输出相关的绕组被部分缠绕在变压器的中心腿上，并且部分缠绕在外部腿上，如图8所示。
图9和10示出了常规转换器的示波器图像，图9是半负载下的情况(输出3：0.5A；输出4：1A)，图10是全负载下的情况(输出3：1A；输出4：2A)。在图9和10中示出了初级开关4电压32，流过输出2的绕组的电流33，流过输出3的绕组的电流34，流过输出4的绕组的电流35。输出1的电流在该例子中并不重要。
图11和12示出了对于根据本发明一个实施例的转换器执行的相应测量，其包括所谓的半匝以用于提高开关调节的输出电路中的泄漏电感。应当注意的是，输出电路4的峰值电流35大约是相应的常规电路的电流的一半。由于减小了的峰值，电流脉冲的持续时间变得更长以便保持相通的输出电流。结果，输出4的绕组RMS电流变得更低，使得二极管和开关中的损耗更低。输出3的绕组电流也减小，但是其减小的程度小于1倍。应当注意的是，与输出2的绕组电流33的上升相比，输出4的绕组电流35的上升较缓慢。这是由于半匝绕组所引入的泄漏而导致的。输出2的绕组与初级绕组一起缠绕在变压器的中心腿上，并且因此与输出2的绕组相关的泄漏被降低。
图13和14示出了传统转换器(图13)和根据本发明一个实施例的转换器(图14)在全负载下的RMS电流比较。可以看到，在输出3和4上的RMS电流(因此损耗)变得低得多。在一个典型的应用中，MOSFET开关的导通电阻R_dson是140mΩ(TO220封装)。这种开关的损耗因此将变为如下：