对软开关脉宽调制三相逆变器的输出电流波形 进行补偿的方法 【技术领域】
本发明一般涉及脉宽调制(PWM)三相逆变器，尤其涉及对软开关脉宽调制三相逆变器的输出电流波形进行补偿的方法。
背景技术
近年来，为了抑制电磁干扰(EMI)，减少功率开关器件的电压、电流应力及开关损耗，人们普遍关注软开关电力变换技术研究。采用零电压开关(ZVS)的PWM逆变器便是其中之一。图1为零电压开关三相PWM逆变器控制电路，逆变桥上的各个功率开关器件的导通都是在直流母线上电压为零时进行的。由于每个功率开关器件都并联有缓冲电容，其关断总是以零电压切换(ZVS)进行的，故关断时刻不受母线电压为零的约束。为了减少谐振电路的损耗和便于控制，PWM调制不采用传统的三角载波，而是采用锯齿波。利用电流检测电路检测出三相电流的极性，定义电流流向电动机时电流为正，反之为负。当逆变桥的输出电流极性为正时采用正斜率锯齿波，为负时采用负斜率锯齿波，如图2所示。由于采用了交替的正负斜率锯齿波进行PWM调制，其输出电流波形较单纯用正斜率锯齿波(或负斜率锯齿波)调制时粗糙，即高次谐波的幅值较大，见图3。。这也是零电压开关PWM逆变付出的一点代价。本发明的目地在于减小软开关脉宽调制三相逆变器的输出电流波形的高次谐波。
【发明内容】
本发明提供了一种对软开关脉宽调制三相逆变器的输出电流波形进行补偿的方法，其中，包括下述步骤：
1)分析步骤，包括：
测出各相电流滞后相电压的角度，得出各相电流和电压的波形图；
根据所述波形图中的各相电压过零、电流过零以及相电压波形交叉等特殊点，将磁链轨迹圆划分为多个扇区；
分析各个扇区中的软开关PWM模式，找出零电压矢量V0和/或矢量V7消失的所有的扇区；
对于每个这样的扇区，得出哪个电流在进入下一个扇区时过零以及哪个空间电压矢量需要加以改变，从而将得出补偿磁链轨迹圆所需的完整数据；
2)编程步骤，包括：
根据在步骤1中得到的数据编写补偿所述输出电流波形的控制程序；
将所述控制程序输入所述软开关脉宽调制三相逆变器的控制电路中的数字信号处理器；以及
3)补偿步骤：
在所述控制电路中运行所述程序，对所述输出电流波形进行补偿。
本发明还提供了另一种对软开关脉宽调制三相逆变器的输出电流波形进行补偿的方法，其中，包括下述步骤：
1)分析步骤，包括：
把在锯齿波斜率交替变化前后几个载波周期中没有进行电流补偿的电流波形和对应的脉宽调制信号与锯齿波不翻转时对应的载波周期中的电流波形作比较，得出补偿后要生成的目标电流波形；
由所述目标电流波形反推出补偿电流波形所需的PWM脉冲宽度的计算公式；
2)编程步骤，包括：
把所述计算公式编写成补偿所述输出电流波形的一般控制程序；
将所述一般控制程序输入所述软开关脉宽调制三相逆变器的控制电路中的数字信号处理器；以及
3)补偿步骤：
把包括所述电流波形的频率、所述锯齿波的周期以及调制度等具体参数赋予一般控制程序，在所述控制电路中运行该程序，对所述输出电流波形进行补偿。
【附图说明】
图1是零电压开关三相PWM逆变器控制电路；
图2示出锯齿波正负斜率与电流极性的关系；
图3示出未经补偿的输出电流的波形；
图4是正斜率锯齿载波和正弦波的PWM调制示意图；
图5是6-9扇区中的软开关PWM模式示意图；
图6示出空间电压矢量的定义；
图7示出实施第一种补偿方法前的磁链轨迹图；
图8示出按第一种补偿方法修改后的模式；
图9示出实施第一种补偿方法后的磁链轨迹图；
图10示出实施第一种补偿方法后输出电流波形；
图11是电流极性翻转时i＜0到i＞0的波形；
图12是电流极性翻转时i＞0到i＜0的波形；
图13是实施第二种补偿方法前的PWM模式；
图14是实施第二种方法补偿后的PWM模式；
图15示出实施第二种补偿方法后的磁链轨迹图；
图16示出实施第二种补偿方法后输出电流波形。
【具体实施方式】
1.第一种补偿方法
通过对图3的电流波形进行分析，发现电流波形的平均值每隔60°有一个跳变，在电流的正半周内向下跳变，负半周内向上跳变。总体表现为电流波形的峰峰值被压缩，使输出转矩减小。下面分析其原因。
图4是锯齿载波和正弦波的PWM调制示意图。假定各相电流滞后于相电压10°电角度，根据各相电压过零、电流过零及相电压波形交叉等特点，将360°电角度分成18个扇区。
图5是6-9扇区中的PWM模式，每个模式自上而下依次为U、V、W相的脉冲宽度。假定某一段时间内PWM模式工作在第6扇区，此时eu最大，ev其次，ew最小，而且iu＞0，iv＜0，iw＜0。根据电流大于零时采用正斜率锯齿波，电流小于零时采用负斜率锯齿波的调制原则，有图5所示第6扇区的PWM模式，显然U相脉冲最宽，W相最窄。若定义如图6所示的空间电压矢量，则由上述脉冲组成的空间电压矢量依次为V4，V6，V7，V3，由其形成的磁链轨迹如图7底部的轨迹圆所示。每个载波周期都以上述矢量周而复始，只是各个矢量的作用时间在一步步变化之中，直至ev由负过零变正，从而进入第7扇区。
进入第7扇区后，U相脉宽变窄，V相脉宽变宽，W相脉宽更窄，但电流极性还保持不变，因此有图5第7扇区的PWM模式。此时的空间电压矢量依次为V4，V6，V2，V3，显然没有零电压矢量，由其组成的磁链轨迹见图7。
在第7扇区的末端，V相电流由负变正，PWM模式进入第8扇区。在此扇区内，脉冲宽度的大小规律与第7扇区相同，但V相的载波必须由负斜率改为正斜率，因此得图5第8扇区所示的PWM模式。此时的空间电压矢量依次为V6，V4，V0，V1，由其组成的磁链轨迹如图7所示。
在第8扇区的末端，eu和ev发生交叉，此后ev大于eu，PWM模式进入第9扇区，此间电流极性没有发生变化。因此，图5中第9扇区的脉冲位置与第8扇区一样，但V相的脉宽比U相宽，由之形成的空间电压矢量依次为V6，V2，V0，V1，其磁链轨迹如图7所示。
从以上分析可以看出，在第7扇区，零电压矢量V0、V7都消失了，此时的磁链速度完全靠非零矢量V3调节。在第8扇区内，磁链的轨迹进入轨迹圆的内侧，明显凹了进去。在第9扇区，即eu和ev交叉之后，由于U、V相电压幅值由eu＞ev变为eu＜ev，虽然此时三相电流极性没有发生变化，但PWM模式却由图5的第8扇区变为第6扇区。上述模式的变迁在每60°区间内发生一次。综观图6的磁链圆，显然在一个正弦波周期内有6次这样的变化，从而造成逆变器的输出电流波形每隔60°有一次跳变，如图3所示。
明确了软开发PWM模式的变化规律后，可以对图7的电流波形实施补偿。在进行补偿时还要考虑补偿方法不要太复杂，不要太花费控制时间。
从图5可以看出，第7扇区电压矢量的顺序依次为V4，V6，V2，V3，V4，V6，V2，V3...，如此周而复始，即V3之后总是紧跟着V4，或者说V4在V3的反向延长线上。但当模式由第7扇区进入第8扇区时，紧接V3的电压矢量不是V4，而是V6，对应于图7的磁链轨迹没有回到圆外，而是进入圆内。显然，V3的作用时间越长，轨迹进到圆内就越深。如果在进入第8扇区之前，即当检测到iv极性发生变化时，立刻将第7扇区的电压矢量V3改为V2，使这个载波周期的电压矢量依次为V4，V6，V2，如图8所示。在图8的PWM模式输出后，才进入第8扇区。以上情况在轨迹圆上还有5处，它对应于图5中第10、13、16、1、4扇区，处理方法一样。经过这样修改后，磁链轨迹如图9所示，此时的输出电流波形如图10所示。显然，图10的电流波形较图3好，经示波器检测，图3中5次谐波的幅值比基波小-21.2dB，即5次谐波幅值是基波的8.71％，而图10中5次谐波的幅值比基波小-41.3dB，即5次谐波幅值是基波的0.86％。
2.第二种补偿方法
从图3的电流波形可以看出，电流波形失真都是在三相电流极性转换时，即从i＜0到i＞0或从i＞0到i＜0时出现电流波形失真，从而可以看出电流波形失真是由于正负斜率锯齿载波根据电流极性翻转时造成的，下面就从这方面进行分析其失真原因。
图11是电流极性翻转时i＜0到i＞0的波形。从图中可以看出，由于电流极性的翻转，锯齿载波从负锯齿载波变为正锯齿载波，PWM脉冲的高电平从载波周期的后面变到载波周期的前面，使两个载波周期中的PWM脉冲的高电平连在一起，从而电流波形比不翻转锯齿载波时抬高了。为了使电流波形与不翻转锯齿载波时等效，就必须使电流极性翻转后的第一个载波周期中的脉冲宽度减小，减小电流上升时间，增大电流下降时间，这样使输出电流波形的等效中心线与不翻转锯齿载波极性时的电流波形相重叠。据此反推出在电流极性翻转后的第一个载波周期中的PWM脉冲宽度。
图12是电流极性翻转时i＞0到i＜0的波形，与前面的情况正好相反。
从以上分析可以看出，要使电流波形不失真就要把电流极性翻转后的一个载波周期中的PWM脉冲宽度调整，即把图11和图12中的TS-TC变窄，由图可知，由不翻极性下的电流波形得出不失真电流的等效中心线，再由图11和图12中的仅翻极性下的电流波形与不翻极性的电流波形相比较，就可以推出使电流波形不失真所需的PWM脉冲宽度Ta，用式(1)-(3)表示：
Tc=TS2-TS2Msinωt----(1)]]>
Tb=74Tc=78TS(1-Msinωt)--(2)]]>
Ta=TS-Tb=TS-78TS(1-Msinωt)]]>
=TS8+78TSMsinωt---(3)]]>
这里，Ts是不翻极性的PWM波形的周期，M是调制度，而ω是电流波形的角频率。这样，在锯齿波斜率变化后的第一个载波周期中的PWM脉冲宽度在电流从i＜0到i＞0变窄，相应地减少了电流上升时间，使极性翻转后的电流波形下降，与正常电流波形的等效中心线重叠。而在电流从i＞0到i＜0时使PWM脉冲宽度增大，加大电流上升时间，使电流波形上升与正常电流波形的等效中心线相重叠。
图13是实施第二种补偿方法前的PWM模式。从图中可以看出V相的电流极性发生了翻转，从以上分析可知，要得到良好的正弦电流波形就要把图13中的8模式下的V相PWM脉冲宽度按式(3)进行调整，如图14所示。所形成的磁链轨迹如图15所示。经实施第二种补偿方法后实测的的电流波形如图16所示，显然图16的电流波形比图3的电流波形正弦度要好，经示波器检测，图16的5次谐波的幅值比基波小-42.8dB，即5次谐波的幅值是基波的0.73％。
本发明分析了软开关PWM逆变器电流波形畸变的原因，并从磁链轨迹圆出发，提出相应的两种补偿方法，有效地改善了逆变器的输出电流波形。