同步整流器电路 【技术领域】
本发明涉及一种在推挽直流电压变换器中使用的同步整流器电路。
背景技术
直流电压变换器的任务是将在它们的输入端处所施加的正向电压变换成以不同的值输出的正向电压，并且最有效地进行上述处理。输出值可以是大于或小于输入值并且是可以调节的。在直流电压变换器中，首先利用开关级的帮助来将正向电压输入转换成具有矩形波形的交互电压。在接通期间，“相间(chopped)”正向电压被以磁能的形式存储在扼流圈(choke)中。在关闭期间，它在直流电压变换器的输出端起自感应电压的作用。将根据这个原理操作的直流电压变换器称为扼流圈变换器。它们具有它们地电流上分离的输入端和输出端。现有技术中众所周知的是使用变压器来获得电压的分离。这里，在次级绕组上产生感应电压，并且通过绕组的数目能确定电压变换。图1是说明用作直流电压变换器的变压器类型的变换器的方框图。
图1描述了变压器类型的变换器的基本单元，其包括输入开关级10、功率变压器12、整流器电路14和输出滤波器16。在单相直流变换器和推挽电压变压器之间的技术中存在着差别。可以将单相直流变换器看作为是简单的电子控制开关，而利用推挽电压变压器则发生切换操作，并且可能需要具有两个初级绕组的变压器12。能够从并联的两个单相直流变换器中得到推挽变压器。由两个开关级来完成电子切换，并且电流一直流过两个初级绕组中的一个。本发明涉及到推挽电压变压器的领域。
在实践中，在诸如电信应用的服务器结构、PC中、工业应用、和很多其它情况的开关模式电源中使用如此推挽电压变压器。本发明在几个级连续地连接的分布式能量供给系统中是特别有优势的。在新的服务器结构中，例如，使用电源单元，其中将起始的主电压转换成一些48至50V的总线电压。然后，例如，在服务器子系统中发生到+12V的第二次转换。由连接到12V导线(rail)上的所谓电压调节器模块(voltage regulator module)局部地产生诸如微处理器、RAM等的各种部件所需要的专用电压。
每一个转换级都必须尽可能有效地依照不同功率级的串行连接来进行操作。为了利用开关模式电源来获得最大的效率，对于每一个开关模式电源以及其的每一个源(source)需要在能量损失方面的优化。能量损失不仅依靠所选择的变换器或变压器的类型，而且由整流器电路的操作的模式来决定性地确定，其中所选择的变换器或变压器可以是单相直流变换器或推挽电压变压器。
很好地利用感应率(inductivity)和在正的和负的方向上驱动传感器(transducer)显示(present)推挽电压变压器的很好优点。另一个优点是变压器的高效率和所获得的高输出功率。
图2是在次级侧配有整流的肖特基二极管(Schottky diode)的推挽电压变压器的示意性电路图。图2中描述的推挽前向变换器是众所周知的；例如，在Billings，Keith“Switch Mode Power Supply Handbook”，2nd edition，McGraw＝hill，New York，1999中描述了它的功能。这种变换器包括具有初级侧(primary side)18a和次级侧(secondary side)18b的功率变压器18。初级侧(primary side)18a和次级侧(secondary side)18b每一个都包括两个绕组(winding)部分。为了驱动目标，两个功率晶体管20、22是与在初级侧18a处的两个绕组部分相关联的。两个次级二极管24和26是分别和次级侧18b处的两个绕组部分相关联的。这些二极管连接到由存储扼流圈(choke)28和存储电容器30组成的输出滤波器级上，如图2中所示。例如，由控制IC(未示出)来驱动功率晶体管20、22。
当驱动晶体管22时，电流将流过功率变压器18的相关联的绕组部分，并且也流过晶体管22。在功率晶体管18的次级侧18b处的相关联的绕组部分的极性使二极管26切断。同时，在次级侧18b处的另一个绕组部分中也感应了电压，因此导致电流经由存储扼流圈(choke)28流过二极管24。当已经从初级侧向次级侧发送了足够量的能量时，晶体管22阻塞。在下一个循环期间，驱动晶体管20。正在流过初级侧18a的第二绕组部分的电流使得在次级侧18b处的相关联的绕组的极性反转。当二极管26正在导通时，二极管24阻塞，因此允许电流流过扼流圈28，正如第一循环期间一样。为了确保两个功率晶体管20、22将不会同时导通，在上述的第一和第二循环之间提供了强制的中断，所谓的自由轮转阶段(freewheeling pahse)。在这个自由轮转阶段期间，在变压器18的次级侧18b处的电子电路由存储扼流圈(choke)28、存储电容器30、两个导通的二极管24和26、以及所连接的负载(在图中未示出)所组成。
图3表示了在功率变压器18的次级侧18b的两个绕组部分处的输出电压u01和u02、流过二极管24和26的前向电流i01和i02、以及流过存储扼流圈28的输出电流i0的理想化的波形。
在从t1到t2的第一时间间隔期间产生了正电压u01。二极管24是导通的。整个输出电流i0流过同样和流过功率变压器18的上面的次级绕组部分来输出。由电压差u01-u02(输出电压)和次级电路的感应率(inductivity)的总数(sum)来确定输出电流中的上升。
从t2到t3的第二时间间隔对应于所谓的自由轮转阶段。变压器18的输出电压u01和u02是零。由次级电路的感应率(inductivity)来确定电流i0。如果在次级侧18b处的上和下绕组部分是相同的，则将输出电流i0划分成两部分。二极管24、26的每一个将承载输出电流i0的一半。在这个时间间隔期间，输出电流下降。
在从t3到t4的第三时间间隔期间，产生正电压u02和二极管26是导通的。结果行为对应于第一时间间隔的结果。
在周期T的从t4到t5的最后时间间隔期间，两个功率晶体管20、22被关闭。电压u01和u02再一次为零，这对应于自由轮转阶段。
在图2中所示的直流电压变换器的实施例中，通过二极管是次级整流器具体化。整流器二极管产生损耗，该损耗取决于二极管24、26的前向电压并且由前向损耗和二极管的开关损耗所组成。
通过二极管的前向电压降uF和前向电流iD来求出二极管的前向损耗PDC(也见图4)。
PDC＝uF·iD
前向电压随着负载增加而上升；它位于0.5V和1.5V之间，取决于所提供的二极管的类型。如果传感器(transducer)输出电压是3.3V，例如，其将与处理器电压相对应，30％一样多的电压将降落在整流器二极管上。在电信应用中使用较高的传感器输出电压，举例来说，48V，降落在二极管上的电压相对较少，但仍然不可忽视。
能通过下列方程来估计二极管的开关损耗：
PDS＝QF·ū·f
这里QF是在二极管的反相电流的下降时间期间所恢复的负载，f是周期T的倒数值，以及ū是二极管翻转电压的峰值。
能仅仅通过减少电压降来取得上面讨论的前向损耗的减少。
一个解决方案在于使用和二极管并联的MOSFET。在图4中显示了那个方案。当将前向方向中的电流施加到二极管时接通MOSFET，而当电流反向时关闭它。这称为同步整流。可以由MOSFET来替代电路中的二极管，诸如二极管24、26。如果所使用的MOSFET是纵向结构的，则利用它的反并行二极管或反相二极管(体二极管)。在图5中对此进行了描述，如图1中一样，其显示由相同的标号标识相同的部件。图5图示性地说明了由基于MOSFET的同步整流器电路32来替换二极管类型整流器14。
参照图4和5，通过MOSFET的接通阻抗RDS(ON)和必须等于二极管电流iD的实际的漏极电流来确定在MOSFET上的电压降uDS变得很清楚。如果要减少能量损失，则必须使用下列方程：
|uDS|＝|RDS(ON)·iD|＞uF
因此，通过选择其中前向阻抗RDS(ON)为小的MOSFET能减少前向损失。
要接通或关闭的MOSFET需要控制信号。产生控制信号对开关行为具有决定性的影响。再者，必须考虑在该电路中的能量损耗。存在各种已知的驱动包括MOSFET的同步整流器的方法，并且它们可以大体分类为自控制的、IC控制的、以及电流控制的。
图6是自控制的同步整流器电路的次级侧的简化图。再次使用相同的标号来指定与图2的部件相对应的部件。分别利用MOSFET 34和36来代替图2中所示的功率二极管24、26。将在次级侧18b处的第一绕组部分指定为LS1和将第二绕组部分指定为LS2。
在根据图5的自控制的同步整流器的情况中，使用功率变压器18的输出电压来控制MOSFET 34、36。该电路具有由于不再需要额外的驱动器电路来驱动MOSFET 34、36而电路结构中仅需要一点费用的优点。
参照图3，在第一绕组部分LS1处的输出电压u01在从t1到t2的时间间隔期间是正的，而在第二绕组部分LS2处的u02是负的。利用这些条件，接通P沟道MOSFET 34，因为它的栅极电压是负的。对应的开关行为对在从t3到t4的时间间隔期间的P沟道MOSFET 36是适用的；MOSFET 34被关闭，而MOSFET 36被接通。在这两个时间间隔期间的MOSFET开关34、36的操作是令人满意的。在自由轮转阶段期间，但是，不产生控制电压。电流流过MOSFET的反向二极管，从而产生比所需要的较高的前向损耗。
而且，使用自控制的同步整流器的缺点是需要P沟道MOSFET。其和可比N沟道MOSFET相比是更昂贵的并且具有较高的前向阻抗。再者，由于MOSFET 34、36的栅极电压而限制了变压器输出电压范围。它必须高于门限电压和低于接近30V的MOSFET的最大允许的栅极电压。
图7是利用IC驱动的同步整流器的次级侧的电路图，利用与图6中相同的标号来指定对应的部件。利用这种同步整流器设计，提供了驱动器IC 38、40来驱动MOSFET 34、36。仅仅有几个制造商提供如此的用于同步整流器的特定的驱动器IC。IC部件38、40扫描变压器18的次级电压，并且依靠潜在的配置(profile)来接通或关闭MOSFET 34、36。电子控制保证了同步整流器的同步接通和关闭。但是，在连接和供给驱动器IC 38、40中所涉及的不足的商业应用和相对高的成本和巨大的支出是反对使用驱动器IC 38、40的观点。
最后，图8是电流控制的同步整流器的次级侧的电路图，显示仅仅包括第一次级绕组部分LS1的次级侧18b的上部。包括第二次级绕组部分指定为LS2的下部的结构被镜像反转了。
在电流控制同步整流器中，通过电流变压器42来控制功率MOSFET34(和36，同样，在图8中未示出)。电流变压器42被串联在功率变压器18的次级侧18b处的上部的绕组部分LS1和MOSFET 34之间，并且包括初级绕组42a和次级绕组42b。利用由两个电阻器44、46组成的电压分压器来将次级绕组42b连接到MOSFET 34的栅极上。
当控制变压器18使得电流流过次级侧18b的绕组部分LS1时，电流将同样流过MOSFET 34的反向侧，因此电流变压器42在它的次级绕组42b中产生电流。这个电流导致幅度等于MOSFET 34的栅极电压的、穿过电阻器46的电压降。该电压降的值是通过在两个电阻器44、46之间的比率可调节的。
在从t1到t2的时间间隔期间接通MOSFET 34，即，在自由轮转阶段期间它也是接通的。当电流流入相反的方向中时，电流变压器42的次级侧42处的输出电压变成负的，以及MOSFET 34关闭。功率变压器18的第二绕组部分LS2和第二MOSFET 36(在图8中未示出)相应地运行，还带有相反的极性(opposite sign)。
利用电流变压器来控制同步整流器，诸如图8中所说明的，具有某种缺点。一方面，MOSFET需要巨大的电流脉冲来接通，这意味着电流变压器的绕组比n2/n1必须为低的。在接通状态中，另一方面，MOSFET的栅极电流是可以忽略的，这意味着需要电流变压器的高绕组比n2/n1。
在由Y.Kubota编辑出版的“利用电流变压器的同步整流电路”，NTELC会议学报，2000年9月，页267到273(Synchronous Rectification Circuit UsingA Current Transformer”by Y.Kubota et al.，NTELC Conference Proceedings，September 2000，Pages 267 to 273)中将能找到与上面已经描述的相似的，但是涉及包括电流变压器的、利用同步整流的单相前向变压器。
【发明内容】
起始于上述的技术的陈述，本发明的目标是说明一种用于推挽电压变压器的同步整流器电路，该推挽电压变压器获得金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的最快的可能切换，而且同时，导致最少的可能的功率消耗。首先，可以通过产生用于MOSFET的较高的接通电流以便保持流过反向二极管的时间尽可能短，以及当MOSFET在导通状态时保持驱动电流尽可能小以便最小化功率消耗来达到上述的目标。
由包括权利要求1中所引用的特征的同步整流器电路来满足所述目标。在包括上述种类的电流变换器的同步整流电路中，本发明更具体地提供设计电流变换器的变压器，诸如将用于驱动MOSFET的第一和第二次级绕组包括在两个级中。第一次级绕组产生相对高的电流增益，而第二次级绕组产生相对低的电流增益。因此，能够利用第一次级绕组来快速导通MOSFET，能由相对大的接通电流来快速对MOSFET的栅极电容进行充电。在第二级中，利用相对低的电流增益将已经导通的MOSFET保持在导通状态，并且该MOSFET需要较小的电流。因此，该MOSFET是容易被快速驱动的，以及当接通时，在它的接通状态中保持较低的损耗。
在本发明的优选实施例中，因此，利用MOSFET来使同步整流器电路的电子开关具体化，下面将在那种类型的晶体管的上下文中讨论本发明。但是，可以用双极性晶体管或任何其它合适类型的开关来实现相似的电子开关。
此外，本发明提供了跨导扼流圈来重置电流变压器42的次级侧42b，所述扼流圈支持在切换操作之后电流变压器42的重置或消磁。
虽然在原理上认识了跨导扼流圈(transconductance choke)，但是到目前位置它们还没有被用于同步整流器中或用于重置电流变压器。在电流变压器的次级侧的电路中指定提供跨导扼流圈允许在明显较少的时间内完成重置操作，以便能选择较短的自由轮转阶段。这提供了允许推挽电压变压器整体上运行在较高的频率上和/或以较大可变的时钟比率运行。随着自由轮转阶段变得较短，响应于要发送的能量，能够更灵活地调节变压器的时钟比率。较短的自由轮转阶段也对增加效率作出贡献。
在从属的权利要求中说明了本发明的优选实施例。
【附图说明】
参照附图，将通过优选实施例进一步描述本发明，其中：
图1是其中可以使用本发明的推挽电压变压器电路的方框图；
图2是包括二极管类型整流器的推挽电压变压器的示意性电路图；
图3显示图2中所示的推挽电压变压器的输出电压和输出电流的理想化的波形；
图4是可以替代图2中所示的二极管的MOSFET的等效电路图；
图5以方框图的形式说明通过包括MOSFET的同步整流器来代替图1的二极管类型整流器；
图6是自控制的同步整流器的次级侧的示意性电路图；
图7是IC控制的同步整流器的次级侧的示意性电路图；
图8是包括电流变压器的同步整流器的次级侧的上半部分的示意性电路图，其下半部分被镜像反转；
图9是根据本发明的同步整流器电路的次级侧的上半部分的示意性电路图，其下半部分被镜像反转；
图10是根据本发明的同步整流器电路的次级侧的上半部分的示意性电路图，相似于图9中的描述，但是在第一运行阶段中更为详细；
图11显示在第二运行阶段中，相似于图10的电路图；
图12显示在第三运行阶段中，相似于图10和11的电路图；
图13显示根据图10至12的同步整流器电路的输出电压和输出电流的理想化的波形图。
【具体实施方式】
图9是根据本发明的同步整流器的次级侧的上面部分的电路图。次级侧的下面部分被镜像反转。初级侧的结构可以是已知的设计。
通过相同的标号来指定与图6至8中所示的电路中的那些部件相对应的部件。
在它的次级侧，根据本发明的同步整流器电路和电流变换器变压器48串联的功率变压器18的第一次级绕组部分LS1和MOSFET。电流变换器变压器48包括初级绕组48a和次级绕组48b，后者被划分成两个绕组部分48b1和48b2。第一次级绕组部分48b1连接到在图8中说明的实施例中的第一支路上，所述支路包括二极管50和跨导扼流圈52。第二次级绕组部分48b2连接到包括二极管54和电阻器56的第二支路上。跨导扼流圈52也称为“磁放大器”或“mag amp”。
第一和第二支路通过另一个电阻器58连接到同步整流器电路的公共基准电位(common reference potential)上。
正如所已知的和图8中同样所示的，提供存储扼流圈28和存储电容器30来形成在同步整流器电路的输出端处的输出滤波级。
同步整流器电路的功能在原理上是基于下列开关特性：为了接通MOSFET，越过第二次级绕组部分48b2而产生相对高的电流。同时，相对低的电流流过第一次级绕组部分48b1和跨导扼流圈52所在的第一支路。就此而论，适当地选择第一和第二绕组部分48b1、48b2对初级绕组48a的绕组比。特别是，选择以第二次级绕组部分48b2对初级绕组48a的10∶1的大小(magnitude)为次序的低绕组比n21/n1，以便将产生高导通电流和非常快速地接通MOSFET 34。然后，和跨导扼流圈的高感应率(inductivity)一起，以第一次级绕组部分48b1对初级绕组48a的100∶1的大小(magnitude)为次序的高绕组比n22/n1导致在第一支路中的缓慢的电流上升。随着电流增加，跨导扼流圈52的感应率(inductivity)减少-跨导扼流圈52是“接通的”-以及随后穿过电阻器56的电流再次变得很小。
这个开关特性是由于跨导扼流圈52的属性的，即在低电流上具有高感应率(inductivity)和充当打开的开关。随着电流增加，感应率(inductivity)减少，直到跨导扼流圈充当关闭的开关。通过本发明更好地利用了这个开关特性。
实践中，电路的关闭特性稍微比上述的其它环境中更为复杂。在实际的实现中，因此，和非理想的跨导扼流圈组合在一起，一些附加的部件是需要的和有利的，如下面将要描述的。
图10至12说明了根据本发明的同步的整流器电路的详细的电路图。次级整流器的主要组成部分继续为电流变压器48和MOSFET 34，电流变压器48包括第一输出支路和第二输出支路，其中第一输出支路包括跨导扼流圈52和二极管50，第二输出支路包括二极管54和电阻器56。除了图9的电路，图10至12显示并联到电阻器56的二极管60和串联到电阻器58的另一个二极管62。第一和第二支路通过二极管62和电阻器58连接电流变压器48的次级绕组48b，而且通过和它们并联的晶体管64，特别是双极性PNP晶体管连接到MOSFET 34的栅极。
图10至12还显示了具有第一支路中的第一绕组52a和串联到二极管66和电阻器68的第二绕组52b的跨导扼流圈52，这个串联被并联到第一和第二支路上，如图10至12中所示。
下面将参照图13中说明的波形图，来更为详细地描述根据图10至12的同步整流器电路的操作。图13的理想化的波形图展示了功率变压器18的次级侧18b的上部绕组部分LS1的输出电压u01，以及这个绕组部分LS1的输出电流i01，和MOSFET 34的漏-源极电压uDS，以及用于重置电流变换器变压器48和跨导扼流圈52的重置电流iRES(参见图12)。
在从t0到t1的时间间隔期间输出电压u01是零(参见图13)。在与自由轮转阶段相对应的这个阶段期间，两个MOSFET开关34、36都是导通的(在图中未示出。但是镜像反转到图10至12中的图像中)。
在时间t0处，电流i01流过MOSFET的反向二极管(图10)和电流变压器48。因此，电流也流过二极管54并且开始对MOSFET 34的输入电容器充电。这个电流首先取决于第二次级绕组部分48b2对电流变换器变压器48的初级绕组48a的绕组比n21/n1，以及取决于负载。
可忽略的小电流在第一时间间隔TD期间同样流过跨导扼流圈52(参见图13)。第二次级绕组部分48b2对电流变换器变压器48的初级绕组48a的绕组比n21/n1、跨导扼流圈52本身和负载都影响MOSFET 34的开关特性(参见图11)。必须根据跨导扼流圈52来选择绕组比n22/n1，使得将驱动损耗最小化。在时间间隔TD结束时，跨导扼流圈52是饱和的并且MOSFET 34是充分导通的(参见图13)。
二极管69和电阻器56确定MOSFET 34的栅-源极电压的电平。电阻器58用来衰减栅极电路中的振荡。
在时间t1处，MOSFET 34继续为导通，而另一个MOSFET 36(在图中未说明)关闭。因此，所有的输出电流流过MOSFET 34。
在自由轮转阶段(freewheeling pahse)、t2到t3时间间隔期间，电路的特性与上面已经描述的相对应。从时间t3起，穿过次级绕组部分LS1的电压u01变成负的。于是，流过MOSFET 34的电流减少。结果是，反转了穿过电流变换器变压器48的次级绕组部分48b1和48b2的电压，晶体管64变得导通，从而加速了MOSFET 34的关闭。
在电流变压器48的次级绕组部分48b1、48b2处的负电压开始了跨导扼流圈52的重置处理。重置电流iRES流过电阻器68和二极管66，重置电流变压器48和跨导扼流圈52(参见图12)。
通过电阻器68来限制重置电流。二极管66确保在这个间隔期间电流将单独流通。当自由轮转阶段开始时，重置电流iRES不晚于时间t4而停止流通。
如果当同步整流器接通时两个别MOSFET 34、36都应该是不导通的，则各个反向二极管处理当其开始流过功率变压器18的次级绕组18b时的电流。同时，电流也流过电流变换器变压器48的初级绕组48a，因此也流过第一和第二次级绕组部分48b1、48b2。跨导扼流圈52阻止电流流过第一支路，但是用来对MOSFET 34、36的栅极电容进行充电的电流确实流过第二支路的二极管54。以电流变换器变压器48的第二次级绕组部分48b2对初级绕组48a的10∶1为次序的小传输比产生相对大的开关电流和导致MOSFET 34、36的驱动的极度加速。这个快速充电依次减少(cut)穿过反向二极管的电流的时间。当达到门限电压时，MOSFET 34、36变成导通的。在这个转换关系(context)中，电阻器56、58充当电流限制器和二极管60充当电压限制器。此时晶体管24被阻塞。正如已经描述的，在这个第一接通阶段期间，跨导扼流圈52同样被阻塞。
跨导扼流圈52在这个电路中充当磁性开关。仅仅在跨导扼流圈52变成饱和的特定充电时间之后，该时间对应于关闭的开关条件，使得MOSFET 34、36的栅极电容通过二极管50被充分充电，因此能完全控制同步整流器。选择电流变换器变压器48的初级绕组48a和第一次级绕组部分48b1之间的1∶100为次序的较大传输比导致了较小的充电电流，并且因此导致同步整流器的较少的驱动损耗。
正如已经提到的，本发明的有利特征在于在开关操作之后能快速和容易地重置或消磁跨导扼流圈52和电流变换器变压器48。就此而论，跨导扼流圈52配有第二绕组52b，如图10至12中所示，例如，其可以具有4个线圈(turn)。这里，绕组方向与跨导扼流圈52的第一绕组52a的方向相反。通过充当电流限制器的电阻器68和阻止电流流入反方向中的二极管66来供给第二绕组52b。跨导扼流圈52和电流变换器变压器48的重置操作每一个都发生在MOSFET 34、36的阻塞阶段期间。在这个时间周期期间，在功率变压器18的次级侧18b的相应绕组部分处的电压是负的。由于这个负电位，电流将流过电阻器68、二极管66、跨导扼流圈52和电流变换器变压器48的次级绕组48b。在电流变压器的次级侧上的电压跳到负电位，并且随后的下降电流以相反的方向磁化了电流变压器和跨导扼流圈。当功率变压器18的次级侧，举例来说，LS1电压返回到0伏(自由轮转阶段)时，返回电流iRES中断(参见图13)。其后，跨导扼流圈52和电流变换器变压器48的感应率(inductivity)都被消磁，并且为下一个开关操作作准备。
随后是用于选择和标注根据本发明的同步整流器电路的各种部件的指导。
首先，按照低的前向阻抗(最好前向阻抗RDS＜50mΩ)和依靠所期望的输出电压和输出电流的漏-源极电压和漏-源极电流来选择功率变压器、MOSFET。
应该依靠应用的特定情况来实验性地确定电流变换器变压器的最佳传输比。在这种结构中，初级绕组48a对第一次级绕组部分48b1对第二次级绕组部分48b2的1∶50∶5和1∶100∶10的绕组比已经提供了较好的测试结果。
在整流器电路中，跨导扼流圈52承担开关的功能。如上所述，其用于负责驱动MOSFET发生在特定时间TD之后的第二级。
跨导扼流圈实质上由包括一个或多个绕组的饱和环形软磁芯组成。磁芯的磁滞曲线几乎是矩形的。磁开关要么是接通要么是关闭，取决于扼流圈的磁化的程度。将简略地描述跨导扼流圈的特性。当将电压施加到扼流圈时，扼流圈的感应率(inductivity)起始时是很高的，并且没有电流流过扼流圈。在经过时间段TD之后，扼流圈进入饱和状态，然后它的感应率(inductivity)是很小的。在这种状态下，电流流过跨导扼流圈的绕组，磁性开关被关闭。只要这个电流流过则磁通密度几乎保持不变。当通过扼流圈的电流中断时，磁场强度减少，而磁通密度继续保持不变。如果电流现在以相反方向流过(重置电流)或如果施加负的电压，扼流圈的感应率(inductivity)朝向零的方向下降，从而跨导扼流圈将变成消磁的。如果重置电流在足够长的时间内流过，则跨导扼流圈将最终以充分消磁结束，并且因此被重置。一旦重置电流继续流过，跨导扼流圈将在相反的方向中变成磁化的，以及磁化开关又被打开。
另外各个部件的功能如下：
二极管50、54和58在MOSFET 34、36的阻塞阶段期间阻止重置电流流过。例如，可以选择肖特基二极管(Schottky diode)，因为由于它们的小前向电压使得它们的损耗相对小以及它们允许施加相对大的电流。
电阻器56和齐纳二极管(Zener diode)60用来调节栅-源极电压。电阻器58用作抑制振荡的栅极电阻器。而且，提供了晶体管64的电阻器58上行(upstream)来简化(abbreviate)MOSFET 34的关闭，从而再一次改善了整个电路的效率。晶体管64用来对MOSFET 34、36进行放电。电阻器68和二极管66用来对跨导扼流圈52和电流变压器48进行消磁。
在上面的说明书中、权利要求和附图中所公开的特征可能对以单独的和任何组合的各种实施例来实现本发明是很重要的。
本发明提供了在推挽电压变压器中所使用的同步整流器，其在开关中是异常有效的和快速的。一方面，这使得特别也在多级开关模式电源中应用根据本发明的电路成为可能，同时，以便获得在高频上运行的和/或关于时钟比率是灵活的开关模式电源。本发明对于具有诸如＜24V的低输出电压的开关模式电源是特别有利的，其中二极管类型整流器的损耗是特别明显的。应用的例子是用于电信系统、计算机和工业应用的开关模式电源，以及用于处理器核心的电压供给，和特别需要低电压和高电流的所有这些应用。
标号列表：
10输入开关级
12功率变压器
14整流器电路
16输出滤波器
18功率变压器
18a功率变压器的初级侧
18b功率变压器的次级侧
20功率晶体管
22功率晶体管
24次级二极管
26次级二极管
28存储扼流圈
30存储电容器
32同步整流器电路
34 MOSFET，电子开关
36 MOSFET，电子开关
38驱动器IC
40驱动器IC
42电流变压器
42a电流变压器的初级绕组
42b电流变压器的次级绕组
44电阻器
46电阻器
48电流变换器变压器
48a电流变换器变压器的初级绕组
48b电流变换器变压器的次级绕组
48b1第一次级绕组部分
48b2第二次级绕组部分
50二极管
52跨导扼流圈
52a跨导扼流圈的第一绕组
52b跨导扼流圈的第二绕组
54二极管
56电阻器
58电阻器
60二极管
62二极管
64晶体管
66二极管
68电阻器