信号传输结构 【技术领域】
本发明有关于一种信号传输结构，且特别是有关于一种改善信号导线行经一非参考区域所引起的阻抗不匹配的信号传输结构。
背景技术
在大型印刷电路板以及封装基板上，用以电连接二接口、二元件或二端点之间的信号导线，其线宽均需保持一致，以使电子信号在信号导线之间传递时，信号导线的特性阻抗(characteristic impedance)能保持不变，尤其是在高速及高频的信号传递上，两端点之间更需要通过良好的阻抗匹配(impedance matching)设计，用以降低阻抗不匹配所造成的反射，即降低信号传递时的介入损耗(insertion loss)，且相对提高信号传递时的返回损耗(return loss)，以避免影响信号传递的质量。
请参考图1A及图1B，其中图1A表示常规的二信号导线行经一非参考区域的俯视示意图，而图1B表示二信号导线沿I-I线的剖面示意图。信号传输结构110至少包括一参考平面120以及二信号导线130、140。参考平面120例如为电源平面(power plane)或接地平面(ground plane)，而二信号导线130、140的线宽一致。值得注意的是，常规在线路设计上，参考平面120会因钻孔或平面间的切割而形成多个通孔或开孔，因而形成一非参考区域122，例如为一非参考区域开口。因此，当信号分别在信号导线130、140上传递时，会在行经此一非参考区域122的同时造成高阻抗的变异效应，使得信号导线130、140的阻抗不匹配(impedance mismatch)的情况增加。此外，二信号导线130、140间的差动信号(differential signal)也因行经此一非参考区域122时，因电流回流路径与电场改变，其差动电气的特征阻抗随之改变，因此当信号传递至此非参考区域122会因不连续地阻抗，造成信号的反射现象，影响到信号传递的质量。
值得注意的是，当工作频率愈高时，相对于同一工作频率下，信号导线130行经非参考区域122的返回损耗将下降愈多，使得阻抗不匹配情形变得更严重。此外，当工作频率愈高时，相对于同一工作频率下，信号导线130行经非参考区域122的介入损耗将上升愈多，同样使得阻抗不匹配的情形将变得更严重。
由此可知，一旦信号导线130、140穿越过非完整参考平面120时，随着频率的升高，信号导线130、140的特性阻抗也随之变大，并且与原先设计的阻抗值差异也将变大，因而使得阻抗不匹配发生在信号导线130、140上的情况将变得更为严重。
【发明内容】
据此，本发明的目的就是在提供一种信号传输结构，用以改善信号导线穿越一非参考区域所引起的阻抗不匹配的现象，以达到阻抗匹配的目的。
为达本发明的上述目的，本发明提出一种信号传输结构，适用于一线路板，此信号传输结构主要包括一参考平面以及二信号导线，参考平面具有一非参考区域，而第一信号导线配置于参考平面的一侧，且第一信号导线具有一第一特性阻抗补偿部分，其对应于该非参考区域的位置。此外，第二信号导线配置于参考平面的同一侧，且第二信号导线具有一第二特性阻抗补偿部分，其对应于非参考区域的位置。其中，第一与第二特性阻抗补偿部分例如分别为一第一突出部分以及一第二突出部分，其中第一与第二突出部分对应突起于第一与第二信号导线相对邻近的侧缘。此外，第一与第二特性阻抗补偿部分例如分别为一第一转折部分以及一第二转折部分，其中第一与第二转折部分对应位于第一与第二信号导线相对邻近的侧缘，且第一与第二转折部分之间的间距小于第一与第二信号导线之间的间距。
为达本发明的上述目的，本发明提出一种信号传输结构，适用于一线路板，此信号传输结构主要包括一参考平面以及二差动信号导线，参考平面具有一非参考区域，而第一差动信号导线配置于参考平面的一侧，且第一差动信号导线具有一特性阻抗补偿部分，其对应于非参考区域的位置。此外，第二差动信号导线配置于参考平面的同一侧，且第二差动信号导线与特性阻抗补偿部分之间的间距小于第一与第二差动信号导线之间的间距。
依照本发明的较佳实施例所述，上述的参考平面例如为电源平面或接地平面，且非参考区域例如为一开口。此外，参考平面与第一、第二信号导线不共平面，且二信号导线的至少一通过非参考区域。
基于上述，本发明因采用具有特性阻抗补偿部分的信号传输结构，而特性阻抗补偿部分对应位于非参考区域的位置上，以补偿二信号导线间阻抗不匹配的现象。因此，当差动信号在信号导线上传递时，可通过提高差动信号间的电感性与电容性耦合，来改善信号穿越非参考平面时所引起的特性阻抗不匹配的现象，以达到阻抗匹配的目的。
【附图说明】
为让本发明的上述和其他目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并配合附图，作详细说明如下：
图1A表示常规的二信号导线行经一非参考区域的俯视示意图。
图1B表示二信号导线沿I-I线的剖面示意图。
图2A表示本发明第一实施例的一种信号传输结构的俯视示意图。
图2B表示图2A的信号传输结构沿II-II线的剖面示意图。
图3A表示本发明第二实施例的一种信号传输结构的俯视示意图。
图3B表示图3A的信号传输结构沿III-III线的剖面示意图。
图4A表示本发明第三实施例的一种信号传输结构的俯视示意图。
图4B表示图4A的信号传输结构沿IV-IV线的剖面示意图。
附图标示说明
110：信号传输结构
120：参考平面
122：非参考区域
130、140：信号导线
210：信号传输结构
220：参考平面
222：非参考区域
230、240：信号导线
232、242：特性阻抗补偿部分
232a、242a：突出部分
310：信号传输结构
320：参考平面
322：非参考区域
330、340：信号导线
332、342：特性阻抗补偿部分
332a、342a：转折部分
410：信号传输结构
420：参考平面
422：非参考区域
430、440：信号导线
432、442：特性阻抗补偿部分
432a、442a：第一、第二突出部分
432b、44 2b：第三、第四突出部分
【具体实施方式】
〔第一实施例〕
请参考图2A及图2B，其中图2A表示本发明第一实施例的一种信号传输结构的俯视示意图，而图2B表示信号传输结构沿II-II线的剖面示意图。信号传输结构210适用于一线路板，例如为一印刷电路板或一封装基板，而信号传输结构210至少具有一参考平面220以及二信号导线230、240。其中，二信号导线230、240位于参考平面220的同一侧，而二信号导线230、240例如共平面，且两者与参考平面220不共平面。此外，参考平面220例如为一电源平面或一接地平面，且部分参考平面220因钻孔或切割而造成一非参考区域222，例如一非参考区域开口。此外，二信号导线230、240分别具有一特性阻抗补偿部分232、242，此二特性阻抗补偿部分232、242对应突起于二信号导线230、240的侧缘，并分别位于二信号导线230、240相对邻近的侧缘上。因而，当信号在二信号导线230、240上传递时，即可通过补偿特性阻抗的二突出部分232a、242a，以避免信号在行经此非参考区域222的同时造成高阻抗的变异效应。如此一来，二信号导线230、240将可通过此二突出部分232a、242a与参考平面220所产生的寄生电容效应，来改善信号导线230、240的阻抗不匹配的现象。
承上所述，在二信号导线230、240的阻抗计算上，特性阻抗Z的等效近似公式为Z=LC,]]>其中L为信号导线的等效电感，而C为信号导线的等效电容。就常规技术而言，信号导线的等效电感L因信号行经非参考区域122而提高，且使特性阻抗Z相对增加而产生高阻抗的变异效应。然而，本实施例是通过提高信号导线230、240的等效电容C，以使其特性阻抗Z在非参考区域222的位置因寄生电容效应而相对降低，并可使信号导线230、240的特性阻抗Z趋于一致，以达到信号导线230、240的阻抗匹配的目的。
同样请参考图2A及图2B，在高频的信号传递上，二信号导线230、240间可通过一对差动信号来达到高速传播的目的。然而，常规差动信号行经此一非参考区域122时，因电流回流路径与电场改变，而使得阻抗不匹配的情形更加严重。因此，在本实施例中，利用线宽加宽设计的一突出部分或二突出部分232a、242a，且利用二突出部分232a、242a以相对缩小二差动信号导线230、240之间的间距，来提高差动信号对的电感性与电容性耦合，进而达到特性阻抗补偿的目的。
承上所述，在二信号导线230、240的差动特性阻抗计算上，差动特性阻抗ZD的等效近似公式为ZD=Ls-LmCs+Cm,]]>其中LS为信号导线的本身电感，而CS为信号导线对地的电容，LM与CM则分别为差动信号间的电感性与电容性耦合。在常规技术中，信号导线的电感LS因差动信号行经非参考区域122而提高，且信号导线对地的电容CS相对降低。然而，在本实施例中，信号导线的电感LS可降低，而信号导线对地的电容CS可相对提高，并且差动信号间的电感性与电容性耦合LM与CM也相对提高，以使信号导线230、240的差动特性阻抗ZD趋于一致，以达到信号导线230、240的阻抗匹配的目的。
由此可知，在第一实施例中，当工作频率愈高时，相对于同一工作频率下，信号导线230行经非参考区域222时所提高的介入损耗将下降，且相对提高返回损耗，以达到阻抗匹配的目的。
〔第二实施例〕
请参考图3A及图3B，其中图3A表示本发明第二实施例的一种信号传输结构的俯视示意图，而图3B表示信号传输结构沿III-III线的剖面示意图。信号传输结构310适用于一线路板，例如为一印刷电路板或一封装基板，而信号传输结构310至少具有一参考平面320以及二差动信号导线330、340。其中，二差动信号导线330、340位于参考平面320的同一侧，而二差动信号导线330、340例如共平面，且两者与参考平面320不共平面。此外，参考平面320例如为一电源平面或一接地平面，且部分参考平面320因钻孔或切割而造成一非参考区域322，例如一非参考区域开口。此外，二差动信号导线330、340分别具有一特性阻抗补偿部分332、342，此二特性阻抗补偿部分332、342对应位于非参考区域322的位置上，且向内转折于二差动信号导线330、340相对邻近的侧缘上。因而，当信号在二差动信号导线330、340上传递时，通过线宽相同设计的一转折部分或二转折部分332a、342a，且利用转折部分332a、342a以相对缩小二差动信号导线330、340之间的间距，来提高差动信号对的电感性与电容性耦合，进而达到特性阻抗的目的。
〔第三实施例〕
请参考图4A及图4B，其中图4A表示本发明第三实施例的一种信号传输结构的俯视示意图，而图4B表示信号传输结构沿IV-IV线的剖面示意图。信号传输结构410适用于一线路板，例如为一印刷电路板或一封装基板，而信号传输结构410至少具有一参考平面420以及二信号导线430、440。参考平面420例如为一电源平面或一接地平面，且部分参考平面420因钻孔或切割而造成一非参考区域422，例如一非参考区域开口。此外，二信号导线430、440分别具有一特性阻抗补偿部分432、442，对应位于非参考区域422的位置上。此二特性阻抗补偿部分432、442除了分别具有一第一突出部分432a以及一第二突出部分442a的外，还分别具有一第三突出部分4 32b以及一第四突出部分442b。其中，第一与第二突出部分4 32a、442a向内突起于二信号导线430、440相对邻近的侧缘上，而第三与第四突出部分432b、442b则向外突起于二信号导线430、440相对远离的侧缘上。因而，当信号在二差动信号导线430、440上传递时，可通过第一与第二突出部分432a、442a相对缩小二信号导线430、440之间的间距，以提高差动信号对的电感性与电容性耦合，且通过第三与第四突出部分432b、442b来提高信号导线430、440的等效电容，进而达到特性阻抗匹配的目的。
由以上的说明可知，本发明的信号传输结构主要包括一参考平面以及二信号导线，其中参考平面具有一非参考区域，而二信号导线配置于参考平面的同一侧，且二信号导线分别具有一特性阻抗补偿部分，其对应于非参考区域的位置。在一实施例中，特性阻抗补偿部分例如为线宽较宽的一突出部分，其对应突起于二信号导线相邻的侧缘，以缩短二信号导线间的间距。此外，在另一实施例中，特性阻抗补偿部分例如具有一转折部分，其向内凹陷于二差动信号导线相邻的侧缘，以缩短二差动信号导线间的间距。因此，信号在高速或高频的传输下，此信号传输结构将可改善差动信号穿越非参考平面时所引起的阻抗不匹配的现象，以达到二信号导线的阻抗匹配的目的。
综上所述，本发明的信号传输结构，具有以下优点：
(一)本发明通过形成一特性阻抗补偿部分，用以克服差动信号行经一非参考区域所产生的高阻抗效应，并使信号导线的特性阻抗趋于一致，以达到信号导线的阻抗匹配的目的。
(二)本发明通过形成信号导线的突出部分，用以提高差动信号行经非参考区域时所降低的返回损耗。
(三)本发明通过形成信号导线的突出部分，用以降低差动信号行经非参考区域时所提高的介入损耗，使高频信号能较完整的传递出去，并将能量的损失降低。
(四)本发明的信号传输结构可广泛应用在大型印刷电路板或封装基板的传输线设计上。
综上所述，虽然本发明已以一较佳实施例公开如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可进行各种更动与修改，因此本发明的保护范围当视所提出的权利要求限定的范围为准。