用于移动终端的自适应∑-Δ数据转换器 【技术领域】
这些教导一般地涉及在数据转换器内使用的∑-Δ(sigma-delta)(SD)调制器，并且具体地涉及在对于SD转换器的性能和操作设置不同命令的设备内基于SD的转换器的使用。甚至更具体地说，这些教导涉及在数字基带接口上音频和射频信号的数据转换，以便能够为了射频传输或者为了数字信号处理而进行进一步的处理。
背景技术
在模数转换器(ADC)内使用SD调制器在本技术领域内是公知的。例如，可以参考S.R.Norsworthy等人的“Delta-Sigma Data Converters”，IEEE出版社，NY，1997，以及J.G.Proakis等人的“Digital Signal Processing”第三版，Prentice-Hall，1996。
当前，用于诸如蜂窝电话机的移动通信设备的若干空中接口标准在广泛地使用，并且在每种标准中信号带宽和动态范围是不同地。在一种可能的数据转换解决方案中，每个射频基带(模数(AD)和数模(DA))接口使用专用的RF(射频)AD/DA转换器，具有用于每种目标系统和无线电结构的某一最佳数量的比特和抽样速率。而且，当需要一个移动通信设备支持多个标准时，则通常将需要多个RF AD/DA转换器，例如一个转换器用于每种支持标准。然而，这导致增加的硬件成本和开销。
此外，通常根据预定的最差情况的信号条件来设计转换性能。这导致在最经常使用的情况下性能上的额外开销，这又可能导致功耗增加。对于电池供电的设备来说，例如典型的蜂窝电话机和个人通信器，功耗上的任何增加都有损于延长通话和待机时间的目的。
带有数字抽取滤波器的单比特二阶(second-order)∑-Δ调制器被广泛地用于音频和射频转换器。单比特∑-Δ技术的优点包括高的可实现的线性和宽的动态范围。然而，这些优点是以所需要的很高的过抽样比(OSR)并因而以增加的电流消耗为代价。由于稳定性的原因，∑-Δ调制器的最高实际阶数限于二，并且通过改变∑-Δ调制器的阶数来提供可配置性的任何可能性都是受限制的。因而，用于配置或修改∑-Δ调制器的唯一实际参数是过抽样比。然而，为了获得宽的动态范围，需要高的过抽样比。
众所周知，过抽样模数转换器(ADC)通常包括两个部分：模拟调制器和数字滤波器。模拟调制器接收模拟信号，并产生比特率远高于纳奎斯特抽样频率的串行数据流。整形模拟调制器的量化噪声，以最小化所关注通带内的噪声，以此通带之外更高的噪声为代价。这与在DC(直流)和调制器抽样频率之间均匀地分布噪声是相反的。ADC的数字滤波器部分可用于滤波和抽取模拟输入的调制器表示。因为调制器量化噪声被整形，所以数字滤波器必须滤出此带外量化噪声，并将输出字频率降低到所希望的最终抽样频率。抽取是在大多数过抽样ADC内使用的公知技术。
通常，过抽样ADC使用固定抽取滤波器结构(通常与FIR滤波器组合使用SINC滤波器)以实现所希望的滤波器传递函数，并将抽取滤波器安排为逐步降低数字信息信号的抽样频率，从而不出现混叠。抽取滤波器的各种结构和实施例都是公知的。通常的实际情况是由于其简单和效率而在第一级中使用一个或几个SINC滤波器，并在最后级中使用FIR滤波器。SINC滤波器的阶数通常比∑-Δ调制器高一阶，以滤除频谱整形的量化噪声。因为考虑到在通带高端上的衰减，通常将SINC滤波器的抽取比选择为总抽取比(或过抽样比OSR)的四分之一。FIR滤波器执行至所希望的抽样频率的最终抽取，并定义和均衡最终希望的频率响应。
图1图示典型的∑-ΔADC结构，其中模拟∑-Δ调制器10的输出连接到抽取滤波器12的输入。调制器10通常采用馈送量化器10B的环路滤波器(10A)和包括DAC 10C的模拟反馈路径。量化器10B通常是用于线性目的的1比特量化器，并且因为稳定性的原因而具有二阶。调制器10在Fs的抽样速率上过抽样，并通过过抽样比(OSR)逐级抽取结果数据流，使其成为抽取滤波器12内的较低速率(Fs/OSR)但具有更高分辨率的信号(N比特)。在典型的情况下，抽取滤波器12包括数据寄存器12A、相乘和累积(MAC)单元12B以及系数寄存器12C。
不使用1比特量化，使用2比特或者更高分辨率的量化至少由于以下两个原因而是有益的：使动态范围至少增加6dB/每附加比特，并且在不出现稳定性问题的情况下能够使用更高阶调制器。
因此，多比特∑-Δ技术提供了用于配置和修改∑-Δ数据转换器的附加自由度。通过改变比特数量的配置和修改是用于在某些情况下在所需要的等级上设置转换器性能的一种有效方法。当改变∑-Δ调制器的阶数并不合适时，这也是和低过抽样比一起使用的有效技术。级联∑-Δ调制器的使用提供了增加∑-Δ调制器的阶数和配置该调制器以同时满足不同标准要求(例如，第二代(2G)数字蜂窝标准和第三代(3G)数字蜂窝标准)的可能性。级联调制器和改变调制器阶数的有关内容可以参考Stockstad等人的美国专利US 6,087,969，“Sigma-delta Modulator and Method for Digitizing a Signal”。然而，当过抽样比低时，修改∑-Δ调制器阶数的优点在大多数关键情况下仅略为有效。
如所指出的，动态范围对于每个附加比特仅增加6dB，并且在同时配置调制器系数时甚至可以增加地更多。因此，在性能方式最佳配置中，每次改变量化电平(比特)数量时，改变调制器系数。
【发明内容】
根据这些教导的当前优选实施例，克服了上述和其它的问题，并实现了其它的优点。
这些教导涉及一种自适应∑-Δ调制器，避免了在移动通信设备内使用几个射频RF(和音频)SD转换器，所述移动通信设备将根据几个空中接口标准和在不同的信号条件下操作。通过提供基于单个∑-Δ调制器的AD或DA转换器，这些教导的使用达到了此目标，所述AD或DA转换器被如此构造，以便通过至少改变SD调制器内所使用的比特数量能够适应不同的系统要求。SD调制器的环路滤波器参数也可以根据需要而改变，并且可以控制一定的级以操作在较低的偏置电流上。
此外，根据这些教导，变得有可能以受控方式可控制地降低RF和数据转换信号路径的性能，从而降低通常的性能开销，进而降低功耗以实现更长的总的工作时间。
这些教导提供了一种通过改变∑-Δ调制器的比特数量、通过修改调制器环路滤波器系数和通过配置偏置电流电平来实现最佳性能-功耗比的技术。由于并不需要改变∑-Δ调制器的阶数，因而不需要修改抽取或后置滤波器特性(例如，陡度)，并且在每个∑-Δ调制器操作模式中可以将滤波器结构维持为基本相同。仅需要相对很小的重新配置，例如改变字宽度。
在某些情况下，也有可能将(ADC内)∑-Δ调制器的操作从离散时间操作(使用开关电容器(SC)技术)切换到连续时间操作(使用电阻-电容器(RC)技术)，从而放宽在∑-Δ调制器内使用的运算放大器的带宽要求。这能够甚至进一步地节省功耗。通过使用电阻来替换每个开关电容器及其相关开关能够实现这一技术。
因此，这些教导在多模式和自适应数据转换器内提供了下述特性：(a)可以根据所希望的操作模式来改变在∑-Δ调制器内使用的比特数量；和(b)可以根据信号条件(信号强度、干扰存在与否等等)在操作期间动态地改变在∑-Δ调制器内使用的比特数量。此外，当改变比特数量时，可以改变环路滤波器传递函数和系数以维持最佳动态范围。偏置电流也可以改变。而且，可以作为操作模式的函数来改变电路技术(开关电容器到电阻-电容器或反之)。
可以利用其它的技术(例如，动态元件匹配(dynamic element matching)(DEM))来线性化∑-Δ调制器的操作。当将数据转换器配置和修改到某一级别的性能时，还可以将DEM算法改变成例如下述类型之一：噪声整形、数据加权平均(DWA)、计时平均(CLA)或随机DEM。在用于中等或低分辨率数据转换配置的最小型形式中，可以完全关闭DEM算法以节省功率。
根据这些教导的∑-Δ调制器配置和修改技术可以应用于在语音、宽带语音和音乐再生中发现的音频信号，以及应用于在所有类型的移动通信系统内的射频数据转换。
使用常规的混合信号技术，并使用根据这些教导方面的数字配置块来改善。
因此，这些教导的使用避免了在多标准移动通信设备内提供几个标准专用数据转换器的需要，从而降低硬件开销，并节省硅片面积和总功耗。
这些教导提供了一种实现用于多标准通信设备的多模式数据(射频和音频)转换器的解决方案。此外，相应地改变比特数量和偏置电流使得能够响应于主要信号条件而维持最佳性能和功耗。使用可配置的多比特调制器，抽取滤波器也可以被配置为具有可变的字宽度。
在一个方面上，这些教导提供了一种多模式通信设备，它包括射频部分和位于射频部分与基带部分之间接收路径中的模数转换器(ADC)。ADC包括可用于根据移动通信设备操作模式的不同类型对所接收的射频信号执行ADC功能的可编程信号转换器核心部件(core)，并且还包括用于将信号转换器核心部件编程为当前选定操作模式(例如2G-3G系统操作)功能的多模式控制功能。可编程信号转换器核心部件最好包括∑-Δ调制器，并且还提供了信号分析功能，用于分析所接收的射频信号，以便通过提高或降低信号转换器的性能之一来动态地编程可编程信号转换器核心部件，从而适应临时信号和干扰条件。信号分析功能可以实施为具有耦合到∑-Δ调制器输出的输入的抽取滤波器，或者通过构成基带部分一部分的数字信号处理器设备来实施。
可编程信号转换器核心部件可以被编程为改变∑-Δ调制器使用的比特数量和/或环路滤波器传递函数与环路滤波器系数、或者量化信号比较器或电平的数量、或者抽取器系数以及字宽度。∑-Δ调制器偏置电流也可以改变，可以作为动态元件匹配功能(function)的选定类型，其中每种功能作为选定模式的功能。可以改变的其它操作标准包括但并不限于∑-Δ调制器过抽样比和/或从开关电容器到电阻-电容器电路技术的改变或反之亦然。
【附图说明】
当结合附图阅读时，这些教导的上述和其它方面在下面优选实施例的具体描述中将是显而易见的，在附图中：
图1是典型的二阶∑-ΔAD转换器的方框图；
图2是可配置比特量化器的方框图；
图3是可配置SDM的方框图，其中在抽取滤波器内使用的比特数量、电流、系数和字宽度都是可以改变的；
图4图示所关注的频率信道相对于噪声最低值(noise floor)和相邻与备用频率信道的图表，其中一些可能是干扰源；
图5是图示移动通信设备的简化方框图，该移动通信设备包括射频部分和基带部分以及用于控制位于在射频和基带部分之间的ADC的功能的分布式信号质量算法；
图6A图6B分别图示在RC积分器模式和在SC移分器模式中配置的积分器；和
图7图示二阶∑-Δ调制器，其在解释多模式配置例子时是有用的。
【具体实施方式】
图2是根据这些教导一个方面的可配置比特量化器20的方框图。量化器20包括多个(2n-1)比较器20A，比较其相应的输入与块20D生成的一组参考值之一。例如，块20D可以利用在两个参考电压之间串连的多个电阻来实现，使用多个抽头来向比较器20A提供所需要的参考信号。块20B将所希望的编码(例如双补码)应用于从比较器20A接收到的比特。在从寄存器(#bits)20E馈送的选择块20C的控制下，将输入信号连接到所需数量的比较器20A的是(2n-1)个开关21。在操作期间和/或在利用配置信号初始化时装载寄存器20E。配置信号可以假定从一(用于编程1比特量化器)至希望使用所有比较器20A时的2n-1的值。如果并不使用某些比较器20A，则希望通过将其偏置电流降低到例如标称的完全操作值的十分之一来将它们设置在等待模式中。可选择地，可以完全关闭不使用的比较器，从而节省甚至更多的功率。这可以通过偏置和参考块20D来实现，所述偏置和参考块20D也接收编程寄存器20E(#bits)的输出作为输入。
图3是可配置和自适应∑-Δ AD转换器25的方框图。转换器25可以被配置为操作在一种预定模式中，例如作为2G GSM RF ADC，此外其性能可以被连续地修改以适应主要信号条件。注意：在这个实施例中，∑-Δ调制器10包括DAC、DEM块11。可以执行修改，以提供可靠的数据传输所需要的最低信号质量，这主要受信噪比(SNR)的影响。能够下游分析SNR，例如由数字基带处理器(未图示)内的数字信号处理器(DSP)进行分析，它也可以控制数据转换器25的配置。
在∑-Δ转换器和1比特数据格式的情况下使用动态元件匹配(DEM)技术是公知的。在这一方面可以参考例如Fujimori的美国专利US5,990,819，“D/Aconverter and delta-sigma D/A converter”和Gong等人的美国专利US 6,011,501，“Circuits，system and methods for processing data in a one-bit format”。动态元件匹配和∑-Δ调制器技术在现有技术中都是公知的。
配置和修改任务包括使用馈送配置和自适应算法块32的信号质量分析器30，所述配置和自适应算法块32又使用Fs设置一个或多个过抽样比(OSR)、通过量化器配置块42的比特数量、通过系数块40的环路滤波器系数，信号质量分析器30通过DEM选择块38选择DEM算法，并且还可以根据操作性能的每个等级的需要通过偏置块36在模拟级内设置偏置电流。配置和自适应算法块32还提供一个输出给存储器34，该存储器34存储用于抽取滤波器12的抽取滤波器系数。如参考下文将显而易见的，抽取滤波器12可以被视为用于控制可配置∑-Δ调制器10操作的最简单级别的信号质量分析功能30。
在某些情况下，还可能希望将∑-Δ调制器(ADC内)的操作从离散时间操作(使用开关电容器(SC)技术)切换到连续时间操作(使用电阻-电容器(RC)技术)，以放宽在∑-Δ调制器内使用的运算放大器的带宽要求。这能够进一步节省功耗。如图6A和图6B所图示的，这一技术可以通过利用在积分器70的输入结构70A内的电阻来替换每个开关电容器及其相关开关来实现。
当将∑-ΔAD转换器25配置和适配成某一等级的性能时，DEM算法例如可以被选择为下述类型之一：噪声整形、数据加权平均(DWA)、计时平均(CLA)或随机DEM。在用于中等或低分辨率数据转换的配置的最小型形式中，可以完全关闭DEM算法，以节省功率。
与DWA有关的一般内容可以参考出版物：Rex T.baird，Terry S.Fiez，LinearityEnhacement of Multibit Δ∑ A/D and D/A Converter Using Data Weighted Averaging，IEEE Transactions on Circuits and Systems-II：Analog and Digital SignalProcessing，Vol.42，No.12，1995年12月，以及关于CLA的一般内容可以参考Y.Sakina，Multibit∑-ΔAnalog to Digital Converters with Nonlinearity CorrectionUsing Dynamic Barrel Shifting，MA.Sc thesis，ERL，Univ.California at Berkeley，1990。也可以采用其它类型的DEM技术。
使用这些教导例如在组合2G和3G兼容性的多模式蜂窝电话机内是有利的。通过使用用于信号分析目的的数字信号，和通过控制多比特设备内比特数量以实现例如射频AD转换器，这些教导也可以有益地应用于其它应用，其中提供∑-Δ调制器到主要信号条件的配置和自适应是有益的。
在这一方面可以参考图4，该图图示了所关注的频率信道和与之对比的噪声最低值以及相邻和备用频率信道，其中至少一些可能干扰所关注的信道(即它们是干扰源)。典型的接收机通带滤波器特性也是公知的，与干扰信道有关的净空(headroom)也是如此。通常，接收机灵敏度受噪声限制，同时接收机灵敏度受相邻和备用信道内干扰源的限制。接收机的性能通常设计为满足最差情况规范。然而，如果出现极少的干扰或者没有干扰，则需要较低的净空和动态范围，并且更少数量的RF ADC比特足以提供满意的操作。
这些教导的一个特征是信号质量分析块30监视所接收的信号强度(和/或某一其它信号特性)、检测当前的信道条件、并适配∑-Δ调制器10以适应这些条件。最终结果是降低了功耗，因为∑-Δ调制器10不再工作在假定最差情况信道条件的模式内。反之亦然，即在一些极度受损害的信号接收条件的情况下，有可能编程∑-Δ调制器10以工作在其特性超过普通“最差情况”设计标准的模式内。虽然功耗在这种操作模式内可能增加，但是尽管被损害的信道条件也有可能维持话音或数据呼叫。
图5图示这些教导的另一个方面，其中射频块50包括用于接收所关注的射频信号的天线52。射频块50的输出馈送包含ADC 56的转换块55和本地算法块58，所述ADC 56最好根据图3的∑-Δ调制器10和抽取滤波器12来构造。本地算法块58被提供用于优化ADC 56的性能和功耗。这可以通过提供例如偏置电流自调整以降低或消除信号失真来实现。ADC 56通过反馈路径64提供数字输出给实现用于分析、优化和配置ADC 56的∑-Δ转换器以及射频块50的全局算法的DSP 60或等效的信号处理器。
示例：
作为用于将∑-Δ调制器的配置实现为多个操作模式的教导的非限制性的例子，假定用于RF AD转换器的下述规范支持不同移动通信系统内的操作。实际上，根据特定接收机结构和性能要求，这些规范可以是不同的。
GSM 900：13比特，基带bw＝135kHz
DAMPS：12比特，基带bw＝16kHz
IS-95：7比特，基带bw＝630kHz
WCDMA：6比特，基带bw＝2MHz
在前文中，GSM 900是全球移动通信系统的900MHz版本，DAMPS是数字AMPS，IS-95是用于码分多址(CDMA)无线通信的公知标准，和WCDMA是宽带CDMA。缩写“bw”代表带宽。
在这个例子中，在表1-4中表示了相应的过抽样比和抽样频率——∑-Δ调制器10的阶数以及在量化器20内使用的比特数量。通过改变抽样频率(Fs)、过抽样比(OSR)和量化比特数量(#bits)，最有益地执行从一种模式到另一种模式的配置。在一些情况下，改变调制器阶数也是有利的。
例如，可以如下所述构建用于上述规范的可配置GSM/WCDMA RF ADC转换器。在GSM 900模式中使用三阶调制器、1比特量化器20和6MHz的抽样频率Fs(5.67MHz)。通过将∑-Δ调制器(调制器的量化器)配置成四比特模式和通过将抽样频率增加到12MHz来执行到WCDMA模式的配置。显然，这种配置的教导在调制器结构、抽取滤波器实现和时钟逻辑电路方面提供了非常有效的实现方式。
而且，使用表1至表4所示的参数或者使用为了特定移动接收机实现方式而优化的类似表格，可以实现支持其它移动系统或其它移动系统组合的可配置调制器。
表1：GSM.过抽样比/抽样频率(Hz)调制器阶数 量化器比特数量 1(2级) 2(4级) 3(8级) 4(16级) 2 47/12 690 000 36/9720 000 27/7290 000 21/5 670 000 3 21/5 670 000 17/4590 000 14/3 780 000 12/3 240 000 4 14/3 780 000 12/3 240 000 10/2700 000 9/2 430 000
表2：DAMPS.过抽样比/抽样频率(Hz)调制器阶数 量化器比特数量 1(2级) 2(4级) 3(8级) 4(16级) 2 36/1 152 000 27/864 000 21/672 000 16/512 000 3 17/544 000 14/448 000 12/384 000 10/320 000 4 12/384 000 10/320 000 9/288 000 8/256 000
表3：IS-95.过抽样比/抽样频率(Hz)调制器阶数 量化器比特数量 1(2级) 2(4级) 3(8级) 4(16级) 2 9/12 690 000 7/9 720 000 6/7 290 000 4/5 670 000 3 7/5 670 000 6/4 590 000 5/3 780 000 4/3 240 000 4 6/3 780 000 5/3 240 000 4/2 700 000 4/2 430 000
表4：WCDMA.过抽样比/抽样频率(Hz)调制器阶数 量化器比特数量 1(2级) 2(4级) 3(8级) 4(16级) 2 7/28 000 000 6/24 000 000 4/16 000 000 3/12 000 000 3 6/24 000 000 5/20 000 000 4/16 000 000 3/12 000 000 4 5/20 000 000 4/16 000 000 4/16 000 000 3/12 000 000
通过在操作期间改变调制器比特的数量来执行对主要信号条件的适应。可以通过测量SNR、BER或FER来控制自适应。每次改变比特数量时也可以修改调制器系数。举一个例子，图7所示的二阶∑-Δ调制器80的自适应中可以使用的可能系数在表5中图示。在这个例子中，A1-2系数和B1-2系数分别对应于图7所示的分布式反馈结构的前向反馈和后向反馈系数。
表5：用于二阶∑-Δ调制器的系数 #bits A1 A2 B1 B2 1 0.25 0.5 0.5 0.25 2 0.5 0.5 0.5 0.5 3 1.0 1.0 0.5 1.0
例如，使用CLANS方法，可以发现用于较高阶调制器的系数和更多的比特(参考：Kenney，Carley：“CLANS：A High Level Tool for High ResolutionConverters”，Int.Conf.On Computer-Aided Design，vol.1，Nov.1988)。
在本发明的各种实施例中，可以看出所提供的是一种自适应SD转换器，它具有受信号质量分析功能控制的可配置转换器核心部件。在最简单的形式中，可以使用抽取滤波器12来实现信号质量分析功能，其中可以在频域内分析信号质量(即干扰源)。在抽取滤波器12中，第一SINC级对应于最宽带宽的带通滤波器，下一SINC级对应于较窄带宽的BP滤波器，依此类推。通过测量信号和干扰幅度(参见图4)，能够确定所需的转换器比特的最小数量，并能够实现用于接收信号的足够的量化分辨率。这可以被视为多少有些类似于在射频模数转换器内实现的自动增益控制(AGC)功能。
然而，应当理解信号质量分析功能30，62可以仅仅基于相对信号幅度或信号强度。例如，信号质量分析功能可以全部地或部分地基于例如误码率(BER)估计或帧误差率估计(FER)。也可以单独地或组合地使用其它合适的信号质量度量值。
根据这些教导的一个方面，将ADC转换器核心部件实现为可配置结构，以便可以将转换器核心部件配置为在不同类型的移动通信设备和/或多模式设备内执行AD转换功能。以这种方式实现的信号转换器的性能可以动态地适应临时信号和干扰条件，并因此可以提高接收路径内射频ADC 56的性能，从而在差的信号状态下提供足够的性能，或者可以在好的信号状态下降低功耗，而不牺牲接收机的性能。