一种个人手持通信系统基站位同步方法 【技术领域】
本发明涉及移动通信领域，尤其涉及个人手持通信系统(PHS，PersonalHandy-phone System)的基站位同步方法。
背景技术
随着移动通信技术的快速发展，人们对沟通、交流的需求也越来越好地得到了满足，从而使得移动通信市场不断扩大，而在整个移动通信领域，PHS系统发挥着不可或缺的作用。
在PHS系统中，为满足用户对高质量通话效果的需求，系统需要保证足够低的误码率，而误码率的高低，则很大程度上取决于数据解调性能的高低。影响数据解调性能高低的决定性因素，则是数据解调之前的位同步过程，不准确的位同步，往往会造成解调性能下降，误码率提高。
现有PHS系统中的基站位同步基本采用时钟恢复电路来恢复出同步时钟，时钟恢复电路一般采用锁相环来实现。在该方案中，采用对输入数据及时处理的方式，不对数据进行存储，所以引入的处理时延很小而且利于硬件实现，在调制解调芯片中应用广泛，如日本OKI公司的MSM7583专用调制解调芯片即使用了这一处理方法。但是，由于锁相环锁定需要一定时间，所以，锁相环锁定之前的数据往往不能得到正确的解调结果。为解决这一问题，实际采用的通信系统在发送业务数据之前，一般先发送一些时域特征较明显的已知序列，以辅助锁相环快速锁定，如PHS系统中地前缀PR序列即是专为时钟恢复而采用的。事实上，在不使用专用调制解调芯片时，信号的解调也可以在数字信号处理器(DSP，DigitalSignal Processor)中完成，但是利用软件实现锁相环不仅效率较低，而且增加了系统的复杂性和成本。
为正确解调数据，现有技术一般采用差分解码后计算每个采样点的信号能量，然后根据能量最大原则确定同步位的方法。中国第CN99813277号专利“采用部分序列相关的同步方法与装置”就是其中的一例，该发明根据接收通信系统基站传送的无线电通信信号，生成表示所接收的无线电通信信号与调制序列的子序列相关性的输出信号，再按照所述调制子序列与解调序列之间的相关性来选择解调序列的子序列，然后，根据相关性输出信号使接收机同步。此外，中国第CN97111484号专利“帧同步方法及帧同步装置”，将主基站生成的控制信道发送时序变换成时序信号，利用工业电线100将该时序信号发送到从属基站2，从属基站2根据接收的时序信号生成控制信道发送时序。
上述两个确定位同步的技术方案均具有编程简单的优点，但同时也带来了另外的缺点：由于差分解码中引入了两个带有噪声信号的乘法操作，降低了信噪比，通常要使用较多的码元信息才能完成位同步，处理时延较大，并且在环境信噪比较低的情况下位同步漏检率或误检率较高。
【发明内容】
本发明的目的是克服现有技术中存在的由乘法操作带来的运算量大、并且在环境信噪比较低的情况下位同步漏检率或误检率较高的缺点，以提供一种提高处理效率并降低误检率的PHS系统基站位同步方法。
本发明的核心思想是依据PHS系统帧结构PR(Preamble)序列中任一采样点和它前面的第5个采样点都相差-π/4或3π/4的特征，将采样点中的相隔五个采样点的两采样点做相干合并，合并后矢量的模值平方的最大值对应的位置即为同步位置。
为实现上述目的，本发明提出了一种个人手持通信系统基站位同步方法，其特征在于，包括以下步骤：
第一步，数据预处理：对采样点数据进行归一化并降低数据幅值，对参考信号进行A/D量化，扩大参考信号幅值，使其与实际信号的幅值保持一致；
第二步，利用个人手持系统帧结构中的PR序列进行位同步，进一步包括以下步骤：
(1)变量初始化：将中间变量A、B、C的初始值均设为0，用来存取选定采样点的累加和；
(2)数据整理：考虑到时隙开始时启动硬件可能对前几位数据造成破坏，为避开这几位数据需要采用一定的时延，舍去前20个采样点，从第21个采样点开始计数；
(3)累加求和：从第21个采样点开始，依照下式累加求和计算：
A(n)←A(n)+SampleData(1，20+(m-1)×10+n)×exp(-j×pi/2×(m-1))
B(n)←B(n)+SampleData(1，20+5+(m-1)×10+n)×exp(-j×pi/2×(m-1))
其中，变量SampleData为采样的基带数据，且
SampleData=I1(1)+j×Q1(1)I1(2)+j×Q1(2)......I2(1)+j×Q2(1)I2(2)+j×Q2(2)......I3(1)+j×Q3(1)I3(2)+j×Q3(2)......I4(1)+j×Q4(1)I4(2)+j×Q4(2)......,]]>I为PR序列的同相分量、Q为PR序列的正交分量，下标1，2，3，4分别对应第1通道，第2通道，第3通道，第4通道，m＝1，2，…，14，n＝1，2，…，5；
(4)复数求模及最大值判别：根据式C(n)＝abs(A)+abs(B)求出C(n)的最大值对应的位置n，该位置即为同步位置，所述abs()表示复数求模；
第三步：使用UW(Unique word)序列进行码元同步，进一步包括下述步骤：
(1)变量初始化：将初始化中间变量power设为0，设置控制信道的参考相关UW序列为：
CCH_UW＝[0-1.4142j -1-1j -1.4142-0j -1-1j -1.4142-0j 1+1j1.4142+0j -1+1j -0+1.4142j -1-1j -1.4142-0j -1+1j -1.4142-0j-1-1j -0+1.4142j 1-1j]
(2)进行相关运算，具体包括如下计算：
power(1)＝abs(CCH_UW×SelectData(1，35:35+15)’)，对应于时延为0，
power(2)＝abs(CCH_UW×SelectData(1，36:36+15)’)，对应于时延为1，
power(3)＝abs(CCH_UW×SelectData(1，37:37+15)’)，对应于时延为2，
以上均为复向量相乘运算，CCH_UW为控制信道的参考相关UW序列，SelectData为中间变量；
(3)最大值判别：从power函数值中找出对应于最大值的位置N，并根据公式τ＝N-1求出时延；
(4)时延对齐：通过式OutputData(：，1:120)＝SelectData(：，1+τ:120+τ)，将输出数据OutputData进行时延对齐，完成码元同步。
本发明利用PHS系统帧结构中的PR序列的特征进行位同步，与传统方法相比结构简洁，避免引入繁杂的乘法操作，降低了运算量，同时检测性能有了很大程度的提高，在相同的测试条件下，误检率有了大幅度降低，是一个易于工程实现的方法。
【附图说明】
图1(a)是本发明所述PHS系统专用控制信道时隙帧结构图。
图1(b)是本发明所述PHS系统上行信道通信时隙帧结构图。
图2是本发明所述个人手持通信系统基站位同步方法流程图。
图3是本发明所述的PHS系统控制时隙的位同步流程图。
图4是本发明所述的PHS系统控制时隙的码元同步流程图。
【具体实施方式】
图1是从PHS系统的帧结构中提取的与本发明相关的特征码，其中，图1(a)是本发明所述PHS系统的专用控制信道时隙帧结构图，其中，R(Transientresponse ramp time)表示接线夹，SS(Start symbol)为起始符号，PR为前导序列，UW(Unique word)指唯一字；图1(b)是本发明所述PHS系统的上行信道通信时隙帧结构图，包括同步信道、信息信道和快速随路控制信道，每个信道的帧结构都包括R序列、SS序列、PR序列、UW序列，其中，SS+PR序列构成前缀码，主要用来辅助完成位同步，控制时隙、通信时隙以及同步脉冲中，SS+PR序列均被设计成为1001重复的码流，只是PR长度不相同。由于PR序列为1001重复的码流，所以经过π/4DQPSK调制后的同相分量I、正交分量Q中前后两位相位差均为π/2，假设调制后PR序列的码流为：d1，d2，…dN，则有dn/dn-2=ejπ2.]]>
图2是本发明所述个人手持通信系统基站位同步方法的流程图，包括以下几个步骤：
步骤202，对数据预处理，包括对采样数据进行归一化，降低数据的幅值以便于选取步长使自适应算法尽快收敛；对参考信号进行A/D量化，扩大参考信号幅值，使其与实际信号的幅值保持一致；
由于实际通信中信道衰落较大，所以需要较高的量化位数以满足动态范围的要求，但是，较高的量化位数会造成后续计算量增加，对DSP造成较大的运算压力，因此，需要对数据进行归一化；同时，在自适应算法中，由于输入信号幅度对收敛特性影响较大，因此需要对信号幅度进行限制，降低数据的幅值以便于选取步长使自适应算法尽快收敛；
步骤203，利用帧结构中的PR序列进行位同步，具体实施方法将结合图3详细说明；
步骤204，使用UW序列进行码元同步，具体实施方法将结合图4详细说明。
图3是本发明所述的PHS系统控制时隙的位同步流程图。
步骤302对应变量初始化过程，中间变量A、B、C的初始值均设为0，用来存取选定采样点的累加和。
步骤303对应数据整理过程，由于时隙开始时启动硬件可能对前几位数据造成破坏，为避开这些数据需要采用时延，若取最大时延为10个采样点，即两个码片，则对应于基站的覆盖区间仅为10×3×108(米/秒)×625×10-6(秒)/600＝3125米，因此，本发明取时延为20个采样点；
步骤304对应累加求和过程，按采样顺序从第21点开始累加求和计算，即
A(n)←A(n)+SampleData(1，20+(m-1)×10+n)×exp(-j×pi/2×(m-1))
B(n)←B(n)+SampleData(1，20+5+(m-1)×10+n)×exp(-j×pi/2×(m-1))
其中，变量SampleData为采样的基带数据，
SampleData=I1(1)+j×Q1(1)I1(2)+j×Q1(2)......I2(1)+j×Q2(1)I2(2)+j×Q2(2)......I3(1)+j×Q3(1)I3(2)+j×Q3(2)......I4(1)+j×Q4(1)I4(2)+j×Q4(2)......,]]>下标1，2，3，4分别对应第1通道，第2通道，第3通道，第4通道，m＝1，2，…，14，n＝1，2，…，5；
步骤305对应复数求模及最大值判别过程，根据式C(n)＝abs(A)+abs(B)求出C(n)的最大值对应的位置n，即为同步位置，其中abs()表示复数求模。
需要说明的是，在PHS系统控制时隙中，SS+PR序列为64位，且均为1001重复的码流，这映射在波形图中就表现为一定的周期性，本发明所述的PHS系统基站位同步方法正是利用了这一周期性。而在PHS系统通信时隙中，SS+PR序列为8位，长度较短，这样在通信时隙中采用与控制时隙相同的位同步的方法，会使用本发明的效果有所下降，因此，考虑到信道的慢变性，可以采用对通信时隙的位同步进行跟踪的办法来监控位同步点的变化，只有当多个时隙中的位同步点均发生了同样变化时才认为位同步点发生了变化，此外，鉴于在相当长的时隙内位同步点不会突变，这为时隙之间的平滑提供了可能。
图4是本发明所述的PHS系统控制时隙的码元同步流程图。
经过上述的位同步操作，已经完成了误差在两个码元范围内的码元同步。但是，由于PR序列是以2个码元持续期为周期的序列，所以使用PR序列同步会带来2个码元持续期的相位模糊，为了解决这一问题，可以使用UW序列进行码元同步，该过程具体包括以下步骤：
在步骤402所示的变量初始化过程中，将初始化中间变量power设为0，设置控制信道的参考相关UW序列为：
CCH_UW＝[0-1.4142j -1-1j -1.4142-0j -1-1j -1.4142-0j 1+1j1.4142+0j
-1+1j -0+1.4142j -1-1j -1.4142-0j -1+1j -1.4142-0j -1-1j-0+1.4142j 1-1j]
这里的控制信道的参考相关UW序列CCH_UW是参考UW序列[0110 1011 10001001 1001 1010 1111 0000]差分调制得到的，并假定差分初始值为I0＝1，Q0＝1；
步骤403所示的相关运算包括如下计算：
power(1)＝abs(CCH_UW×SelectData(1，35:35+15)’)，对应于时延为0，
power(2)＝abs(CCH_UW×SelectData(1，36:36+15)’)，对应于时延为1，
power(3)＝abs(CCH_UW×SelectData(1，37:37+15)’)，对应于时延为2，以上均为复向量相乘运算，SelectData是一个中间变量，即抽取后的一个控制时隙的数据；
步骤404所示的最大值判别是指，从power函数值中找出对应于最大值的位置N，并根据公式τ＝N-1求出时延。
在步骤405所示的时延对齐过程中，根据公式
OutputData(：，1:120)＝SelectData(：，1+τ:120+τ)计算输出数据OutputData，并将输出数据OutputData进行时延对齐，完成同步过程。
表1是利用PHS系统的PR序列做位同步方法和利用PHS协议产生的标准CCH数据源进行采样和能量检测的位同步方法之间的比较，针对不同信噪比，统计次数为100次，分别计算两种方法位同步点正确率：
表1
根据上表可以看出，PHS系统中，在相同信噪比的情况下，利用PR序列做位同步比采用基于采样点能量检测做位同步时位同步点的正确率要高，因此，本发明所述的利用PR序列做位同步的方法抗噪性能优于基于采样点能量检测的位同步方法。