在多入多出正交频分复用系统中为同步而发射前导的方法 【技术领域】
本发明一般说来涉及一种多输入多输出正交频分复用(MIMO-OFDM)通信系统，尤其是涉及一种为了达到帧同步而发射前导的方法和装置。
背景技术
因为OFDM简单的操作，抗多信道衰落的鲁棒性，和其能够在称为子载波的频率上通过并行传输数据信号来提高数据速率的能力，OFDM被广泛地认为是下一代无线通信中的一种基本的传输方案。为了避免相邻载波的干扰，子载波之间相互正交。他们的频谱相重叠以便于子载波以很小的间隙相互分开。
OFDM系统对于误差和偏移，包括频偏，帧或符号间的定时误差，和由于峰均功率比的高比值(PAPR)引起的非线性，是非常敏感的。许多OFDM系统为了取得大约3dB的附加信噪比(SNR)增益，采用相干检测而不是差异调制和解调。他们的性能相当大程度地依赖于信道状态信息(CSI)是否可以得到。
多发射/接收天线的使用进一步提高了OFDM系统的通信质量和吞吐量。这种OFDM系统被称为MIMO-OFDM系统，该系统区别于单一输入单一输出(SISO)-OFDM系统。
MIMO-OFDM系统在空间域能够在多个子信道上同时传输数据，而不管发射机是否需要CSI。子信道是指从多个发射天线到多个接收天线之间的无线路径。因此，MIMO-OFDM系统提供了比SISO-OFDM系统更高的数据速率。
典型的，MIMI/SISO-OFDM系统需要在时间和频率上的帧同步，以及信道参数估计和噪声改变。为了同步和估计，采用了前导序列(也就是，训练符号或训练序列)。
图1示出了在典型的OFDM通信系统中包括前导序列的OFDM帧结构。参考图1，前导序列由作为OFDM帧的前缀加入的特定符号构成。一般来说，位于发射机和接收机之间的前导的结构和内容是已知的。前导被如此构成是为了在同步和估计过程中具有相对低的复杂性和提供最大限度的性能。
理想的前导结构满足下列需求：
(1)对于定时同步极好的补偿性；
(2)对于高功率传输的低PAPR；
(3)对于信道估计的可行性；
(4)对于在宽范围上的频偏估计的可行性；和
(5)低计算复杂度，低消耗和高精确度。
下面将对用于MIMO-OFDM帧同步和信道估计的传统前导结构进行描述。
用于MIMO-OFDM帧同步的第一个已知的前导发射/接收方案是通过所有的发射天线发射相同的信息序列。
MIMO-OFDM系统在从不同发射天线发射的序列的时域周期的自相关性和序列的互相关性上，必须具有极好的特性。理想的自相关和互相关特性分别由等式(1)和等式(2)来确定：
其中上标*表示共轭算子，N表示序列长度，q和q’表示发射天线的序号，sq，n表示从第q个发射天线发射的长度为N的序列中的第n个数据符号。满足等式(1)的序列为一个正交序列。在此，下标N表示序列周期。
在理想状态下，从N个发射天线发射的序列的空时矩阵为单元矩阵。然而，在其应用中这是不可能的，因为发射天线的数目必须要和序列的长度相等。
在第一个前导发射/接收方案中，前导序列被指定通过将指定用于第一个天线的预定的正交序列复制来应用于其它天线，来达到帧同步，并被表示为
sq，n＝sn对全部q
.....(3)
上述方案的一个明显的缺点为在相关信道的情况下SNR会非常低。例如，一个采用两个发射天线和两个接收天线的2×2MIMO系统，接收信号表示为
rj[n,k]=ΣiHij[n,k]S[n,k]+nj[n,k]---(4)]]>
其中rj[n，k]表示在第j个天线接收到的频域信号，nj[n，k]表示白高斯噪声，Hij表示从第i个发射天线到第j个接收天线的信道响应，S[n，k]表示位于第k个子载波中的第n个符号。如等式(4)中所示，如果H1j近似等于-H2j，那么接收到的信号的SNR会非常低。
MIMO-OFDM帧同步的另一个传统的前导发射/接收方案采用了直接调制的正交复相位序列。
直接调制正交复相位序列是一个用于构成前导序列的线性调频脉冲类型的序列。如果P是一个质数，那么直接调制正交复相位序列由(P-1)个正交序列构成。其最优的互相关特性表示为
按照第二种前导发射/接收方案，发射天线发射具有(P-1)个正交序列的相同的前导序列。这种方案存在下列问题：
(1)虽然直接调制正交复相位序列的长度是质数的平方，一个OFDM帧的长度一般来说必然是2次幂，例如，64，128，256，...；和
(2)当必须在每一个点都要获取一个理想的帧时，降低所需的乘法运算的复杂性是不可能的，因此需要大量的计算。
现在，用于MIMO-OFDM信道估计的已知的前导发射/接收方案将在下面介绍。
用于MIMO-OFDM信道估计的第一种前导发射/接收方案为Geoffrey Li的单一符号最佳训练技术。图2示出一个根据用于MIMO-OFDM信道估计的第一种前导发射/接收方案的前导结构。
参考图2，示出Q个发射天线，第一个天线发射前导序列S(t)，其余各个天线发射前导序列S(t-T/Q)，...，或S{t-(Q-1)T/Q}，这些序列通过对前面的天线的前导序列轮转预定数目的符号，即T/Q个符号而得到。Q＝Floor(N/L0)，其中，N为子载波的数目，L0为子信道的最大时间延迟扩展。Floor()为获得整数的功能函数，T为前导序列的周期。T为包含于前导序列中的符号数目，N，以及符号周期Ts的乘积。
在第j个接收天线上的接收信号由
rj[n,k]=ΣiHij[n,k]S[n,k]WNk·L0+nj[n,k]---(6)]]>
来确定，其中WN表示N点快速傅立叶变换(FFT)。如p[n，k]＝r[n，k]*S*[n，k]，等式(6)表示为
Pj[n,k]=ΣiHij[n,k]WN-k·L0+nj[n,k]·S*[n,k]---(7)]]>
图3示出了Pj[n，k]的时域信道响应特性的一个实例。参考图3，h0j是从第一个发射天线到接收机的信道响应特性，h1j是从第二个发射天线到接收机的信道响应特性，h2j是从第三个发射天线到接收机的信道响应特性，h3j是从第四个发射天线到接收机的信道响应特性。从发射天线发射的前导序列通过具有不同特性的信道。信道的时域大小T/Q随着发射天线的数目Q而变化。
单一符号最佳序列技术中的均方误差(MSE)通过
MSE=L0N·σn2---(8)]]>
来计算，其中，σn.-σn表示噪声功率。
根据用于MIMO-OFDM信道估计的第一种前导发射/接收方案，虽然前导序列可以在所有的子载波上传输，但是仅有一个训练序列结构满足需要。然而，由于对各发射天线训练序列被轮转了预定数目的符号，发射天线的数目受到轮转的符号的数目和训练序列的长度的限制。
用于MIMO-OFDM信道估计的第二种前导发射/接收方案采用CordonL.Stuber和Apurva N.Mody的空时编码。在这种方案中，已知符号在空间域中根据时间和空间，也就是根据发射天线，通过求逆和共轭被正交发射。用于采用两个发射天线和两个接收天线的2×2系统的一个前导序列由
S1S2-S2*S1*---(9)]]>
构成。
上述矩阵意味着符号S1和S2是从第一发射天线被连续地发射，符号-S2*和S1*是从第二发射天线被连续地发射。
对于一个4×4的系统，一个前导序列可以由
S1S1S1S1-S2S1-S4S3-S3S4S1-S2-S4-S3S2S1---(10)]]>
构成。
图4示出了按照MIMO-OFDM信道估计中的第二种前导发射/接收方案的一个前导序列的发射/接收。
参考图4，Q个前导序列，每一个含有Q个符号，并从时间t到时间t+(Q-1)Ts通过Q个OFDM调制器被提供给Q个发射天线。Ts是符号周期。前导序列通过具有信道响应特性h11到hQL的Q×L个子信道到达L个接收天线。L个OFDM解调器聚集从时间t到时间t+(T-1)Ts在L个接收天线接收到的信号R1到RQL，建立一个Q×L接收信号矩阵。
在第二种前导发射/接收方案中，每一个发射天线需要的训练符号的最小数目等于发射天线的数目。随着使用的训练符号的增多，前导序列变得更长。这对于突发的或高移动性的通信来说是不可行的。
【发明内容】
本发明的一个目的是为了充分的解决至少上述问题和/或缺点并提供至少下面的优点。因此，本发明的一个目的是在MIMO-OFDM系统中提供一个有效的前导序列结构和一种有效的前导序列发射方法。
本发明的另一个目的是用来在MIMO-OFDM系统中提供一种用于生成多符号空时结构的前导的方法和装置。
在MIMO-OFDM通信系统中，上述目的通过为了帧同步和信道估计而发射前导的方法和装置来实现。采用Q个发射天线的OFDM通信系统产生生成一个包含循环前缀和正交序列的基础前导序列；和通过对该正交序列轮转预定数目的符号，为Q个发射天线中的每一个生成一个前导序列，并且从Q个发射天线发射所生成的前导序列至少两次。
如果Q≤一个预定数目M，第k个天线的前导序列为S(t-(k-1)T/Q)。如果Q＞M和k≤M，对第k个天线发射的前导序列为S(t-(k-1)T/Q)。如果Q＞M和k＞M，对第k个天线的前导序列为(-1)(PS-1)S(t-(k-1)T/Q)。其中，S(t)为正交序列，T为该正交序列的周期，PS为指示前导序列的发射周期的指数。
【附图说明】
本发明的上述和其他目的，特征和优点，通过下面结合附图的详细描述将会变得更加明显，其中：
图1示出了在一个典型的OFDM通信系统中一种包含有前导序列的OFDM帧的结构；
图2示出了按照用于MIMO-OFDM信道估计的一种传统的前导发射/接收方案的前导结构；
图3示出了Pj[n，k]的时域信道响应特征的实例；
图4示出了按照用于MIMO-OFDM信道估计的另外一种传统的前导发射/接收方案的前导序列的发射/接收；
图5为典型的MIMO系统的简化框图；
图6为应用本发明的MIMO-OFDM系统中的发射机的框图；
图7为应用本发明的MIMO-OFDM系统中的接收机的框图；
图8示出了按照本发明的前导结构的一个实施例；
图9示出了图8中所示的前导的发射；
图10示出了按照本发明的帧同步的结果；
图11示出了按照本发明用于4×4MIMO系统的前导结构的实施例；
图12示出了按照本发明用于6×6MIMO系统的前导结构的实施例；
图13示出了图12中所示的矩阵块中的前导；和
图14是一个图表，示出了在采用本发明的前导结构的多信道WLAN(无线本地接入网络)系统中关于MSE的信道估计增益。
【具体实施方式】
下面将参考附图对本发明的优选实施例进行描述。在下面的描述中，已知的功能和结构将不进行详细描述，因为它们可能会在不必要的细节上使本发明不清楚。
下面首先描述应用本发明的MIMO-OFDM系统。
图5为一个典型的MIMO系统的简化框图。参考图5，Q×L个子信道30被定义为位于具有Q个发射天线的发射机10和具有L个接收天线的接收机20之间。子信道30中的每一个具有唯一的信道响应特性hql，这些特性被表示成一个Q×L的信道矩阵HQL。
图6为应用本发明的MIMO-OFDM系统中的发射机的框图。发射机通过多个发射天线发射相同的用户信息以得到天线分集增益。
参考图6，编码器(ENC)102通过对信息序列S(t)采用预定的码速进行编码来产生一个编码序列。解复用器(DEMUX)104将经过编码的序列分配到相应于发射天线112到120的多个交织器(INT)106到114上。交织器106到114的每一个对输入比特进行交织。每个映射器(MAP)108到116按照映射规则，例如PSK(相移键控)或QAM(正交调幅)，将交织比特映射到调制符号。
OFDM调制器(MOD)110到118中的每一个通过在每个预定数目的调制符号间插入一个导频符号来产生一个OFDM符号，通过在预定数目的OFDM符号的开头加入具有已知符号的前导序列来产生一个OFDM帧，以及对OFDM帧进行反向快速傅里叶变换(IFFT)。IFFT OFDM帧通过RF(射频)模块(未示出)通过它们相应的发射天线112到120被发射。
图7为应用本发明的MIMO-OFDM系统中的接收机的框图。该接收机和图6中所示的发射机相匹配。
参考图7，在接收天线202到216上接收到的信号通过一个RF模块(未示出)被输入到OFDM解调器(DEMOD)204到218的输入端。OFDM解调器204到218的每一个在逐帧的基础上从OFDM符号区分出前导，通过检测前导精确的获得帧同步，以及通过对信号进行快速傅里叶变换来产生多个调制符号。虽然没有示出，但被检测的前导可应用于信道估计器，该信道估计器用于估计从发射机到接收机的信道响应特性。
解映射器(DEMAP)206到216的每一个按照对应于用于发射机的映射规则的解映射规则对接收到的调制符号进行解映射。解交织器(DEINT)208到216的每一个按照对应于用于发射机的交织规则的解交织规则对经过解映射的比特进行解交织。多路复用器(MUX)212对经过解交织的比特进行多路复用，以及解码器210通过按照在发射机采用的码速对经过多路复用的比特进行解码来恢复信息序列S(t)。
在具有上述构造的MIMO-OFDM系统中，前导序列由特定符号构成，该特定符号由OFDM调制器生成并被附于OFDM帧来指示OFDM帧的开头。移动站必须和数据的起始点同步来接收该数据。为此，移动站要在接收数据之前获得通常应用于整个系统的前导序列。
前导序列被用于帧同步，频率同步(也就是，频偏估计)，和信道估计。OFDM通信系统采用处于每一个帧或数据突发开头的前导序列来估计时间/频率/信道信息，并采用被插入来解决符号间干扰的循环前缀(CP)和插入到调制符号之间的导频符号来对时间/频率/信道信息进行更新。
如已知的，帧同步按两个阶段进行：粗略的帧同步和精确的帧同步。
粗略的帧同步是通过在近似的范围内取样来检测OFDM帧的起始点的过程。CP的相关峰值用于粗略的帧同步。下面的等式表示粗略的帧同步的量度，
φn=||Σk=0G-1(rj,n+k*·rj,n+k+N)||2---(11)]]>
其中G表示帧同步的窗口的大小，rj，x表示在第j个接收天线上接收到的序列中的第x个信号，N表示序列的长度。因此，粗略帧起始点是最大化Φn的定时指数n。
粗略帧同步缩小了精确帧同步的范围。等式(12)在计算精确帧同步的交叉相关性方面和等式(2)相比计算范围变窄。
φ(k)=Σn=0N-1Sq,n*·Sq′,(n+k)N=0for all k∈Kcatch,q≠q′---(12)]]>
其中sq，n表示从第q个发射天线发射的序列中的第n个数据符号，Kcatch表示精确帧同步的范围。因此，帧起始点是使得精确帧同步的量度φ(k)变为0的定时指数k。
下面将介绍根据本发明在多信道WLAN系统中特定的前导序列结构的一个实施例。
让一个均方根(RMS)延迟等于50ns，抽样时间等于25ns，CP长度等于32点，数据的总长度等于128点。在数据中的有效数据的长度为112点，DC(直流)和一个信号频率带内的边缘分量为零。在这里，采用两个发射天线和两个接收天线的2×2的MIMO系统作为一个例子。点指服从于N-点FFT的子载波的位置。例如，如果CP为32点长，这意味着CP在32个子载波上发射。
首先，正交序列采用一个扩展的CAZAC(恒定幅度零自相关)序列生成。
例如，一个基本的CAZAC序列为
1，1，1，1，1，j，-1，-j，1，-1，1，-1，1，-j，-1，j
.....(13)
通过在该基本CAZAC序列中在每对相邻的元素之间插入三个零，就可以生成下面的序列
1，0，0，0，1，0，0，0，1，0，0，0，1，0，0，0，1，0，0，0，j，0，0，0，-1，0，0，0，-j，0，0，0，1，0，0，0，-1，0，0，0，1，0，0，0，-1，0，0，0，1，0，0，0，-j，0，0，0，-1，0，0，0，j
.....(14)
上述扩展的CAZAC序列的峰值和平均功率的比值为6dB。
为了频谱整形，上述正交序列被转换到频域。所得到的新的序列再次被转换到时域，由此得到前导序列。
从而，得出按照本发明的前导的结构，如下面的表1所示。
表1 CP0 S64[1:64] S64[1:64] 天线0 CP1 S64[33:64] S64[1:32] S64[33:64] S64[1:32] 天线1
图8示出了按照本发明的一个实施例的前导结构，图9示出了图8中所示前导的发射。如前述情形，所示前导结构用于2×2的MIMO系统。
参考图8，第一天线(天线1)发射64比特的序列，S[1:64]用于第一发射周期，第二天线(天线2)发射该序列的轮转32比特的形式S[33:64]S[1:32]。32比特是序列长度64被发射天线的数目2除的商。这些序列在第二发射周期被重复发射。64比特序列的发射相当于采用了64个子载波。因此，如图9所示的，第一天线在子载波#0到#63上发射输入序列，而第二天线在子载波#32到#31上发射输入序列。
然后，接收机将扩展的CAZAC序列和接收到的复杂符号交叉相关，由此通过
Φn=Σq=1Q|φq,n|2(Pn′)2]]>
其中φq,n=Σk=0N-1(Sq,k*·rj,n+k)]]>
来进行精确帧同步，其中N为根据本发明的前导序列的长度，Q为发射天线的数目，sq，k为从第q个发射天线发射的前导序列中的第k个符号，rj，n+k为在第j个接收天线上接收的前导序列中的第(n+k)个信号。
类似的，帧的起始点被确定为时间点n，其中Φn＝0。
因为在精确帧同步中时间指数表示一个FFT点，整个复数乘法会增加相当大的复杂度。然而，随着按照本发明的简单结构的CAZAC序列的使用，仅加法和变换就已足够。
由于本发明的序列轮转，接收信号由
rj(k)＝H0j(k)S(k)+H1j(k)·(-1)kS(k)+nj(k)
.....(16)来决定。
即使信道互相相关，在系统中减小SNR也是不可能的。然而，模拟结果显示了本发明与传统的将相同序列应用于所有天线的技术相比是稳定的。
图10示出了根据本发明的帧同步的结果。在粗略和精确的帧同步度量中的时间上的转换被示出。在图10中，具有最高度量值的时间点在精确帧同步中是非常明显的。
然而，根据本发明的实施例如图8所示的，在两个发射周期中每个发射天线发射相同的前导序列，它还可以被进一步设计成另外一个实施例，该实施例为在多于两个发射周期中每个发射天线发射相同的序列，以实现更稳定的帧同步和更精确的信道估计。
图11示出了根据本发明的一个用于4×4的MIMO系统的前导结构的实施例。
参考图11，在第一个发射周期，第一天线(天线0)发射一个扩展的CAZAC序列S(t)，第二天线(天线1)发射S(t)的轮转T/4个符号的形式，S(t-T/4)。T表示序列周期。以相同的方式，第三和第四天线(天线2和天线3)分别发射S(t)的轮转T/2个符号和轮转3T/4个符号的形式，S(t-T/2)和S(t-3T/4)。每个发射天线在第二或更多个发射周期重复发射相同的序列。
一般说来，得出的用于Q个发射天线的前导结构如表2中所示。在表2中，PS表示前导序列的发射周期的指数。
表2 PS 1 2... 天线1 S(t) S(t)... 天线2 S(t-T/Q) S(t-T/Q)... ... ... ...... 天线k S(t-(k-1)T/Q) S(t-(k-1)T/Q)... ... ... ...... 天线Q S(t-(Q-1)T/Q) S(t-(Q-1)T/Q)...
同时，如果Q大于预定数目M，第(M+1)个天线到最后一个天线循环地发射指定给第一天线到第M个天线的序列。前导结构通过重复在空间域指定给第一到第M个天线的那些序列来构成。
CP长度由帧同步的范围来决定。因此，发射天线最大可利用的数目M为floor(N/L0)。L0为子信道的最大时间延迟扩展。如果Q大于M，前导结构通过重复在空间域指定给第一到第M个天线的那些序列来构成，第(M+1)个到最后一个天线循环地发射指定给第一到第M个天线的序列。同时，为了确保稳定的信道估计，前导结构在时域设定成正交。
例如，如果M＝4，Q＝6，得到的前导结构如表3中所示。
表3 PS 1 2 3... 天线1 S(t) S(t) S(t)... 天线2 S(t-T/4) S(t-T/4) S(t-T/4)... 天线3 S(t-T/2) S(t-T/2) S(t-T/2)... 天线4 S(t-3T/4) S(t-3T/4) S(t-3T/4)... 天线5 S(t) -S(t) S(t)... 天线6 S(t-T/4) -S(t-T/4) S(t-T/4)...
图12示出了按照本发明的一个实施例用于6×6的MIMO系统的前导结构。
参考图12，在第一发射周期，第一天线(天线0)发射扩展CAZAC序列S(t)。第二，第三和第四天线(天线1，天线2和天线3)分别发射通过对S(t)分别轮转T/4，T/2和3T/4产生的S(t-T/4)，S(t-T/2)和S(t-3T/4)。第五和第六天线(天线4和天线5)分别发射序列S(t)和S(t-T/4)，再次从S(t)开始。除了第五和第六天线为了保证在时域的正交性而在第二和第四发射周期分别发射反转的序列-S(t)和-S(t-T/4)之外，在第二，第三和第四发射周期，每个天线都重复发射相同的序列。
在上述情况下，矩阵块确保时域的正交性。矩阵块的行表示各含有M个发射天线的天线组，列表示序列周期。因此，对于M＝4，一个元素A能供给多达四个天线。当M＝4时，这种前导结构能够支持多达八个发射天线。
图13示出了在矩阵块中如图12所示的前导。参考图13，用于一个6×6的MIMO系统的矩阵块中的元素A为
S(t)S(t-T/M)···S(t-(M-1)T/M).]]>
每个天线在时域重复元素A或-A的相应的行。在这种情况下，尽管增加了复杂性，但是帧同步和信道估计的精确性都提高了。
总起来说，给定Q个发射天线(Q＞M)，在不同天线组中的天线发射不同的前导序列。在具有第一到第M个天线的第一天线组中的第k个天线(k≤M)发射前导序列S(t-(k-1)T/Q)，而在具有第(M+1)个到最后一个天线的第二天线组中的第k’个天线(k’＞M)发射前导序列(-1)(PS-1)S(t-(k-1)T/Q)。在两个或更多个发射周期各个天线都重复发射相同的前导序列。
图14是一个曲线图，示出了关于采用本发明前导序列的多信道WLAN系统中的MSE的信道估计增益。*表示在传统的前导结构中与SNR相对应的MSE，+表示在本发明的前导结构中与SNR相对应的MSE。从图14中可以看出，本发明的前导结构在所有的SNR上都提供了较小的MSE。
如上所述，本发明的前导结构灵活地控制前导的长度。因此，对于突发的和高移动性的通信是可行的。同时，时域中序列的循环带来非常高性能的帧同步和时钟偏移同步。
虽然本发明已经参照其中的某些优选实施例进行了说明和描述，但是对于所属领域的技术人员来说，将能够理解在不脱离本发明的实质和范围的情况下，可以在形式和细节上作各种改变，如在所附的权利要求中所定义的那样。