表面声波过滤装置形成方法及其形成的表面声波过滤装置.pdf

本发明涉及一种用于形成表面声波过滤装置的方法，所述这种类型的表面声波过滤装置包括压电基板和位于所述压电基板上的金属带元件，所述金属带元件构成布置在网络线路中的阻抗过滤元件。在这种表面声波过滤装置中，网络元件之间的相互静电作用可产生频率不同于工作谐振频率的寄生谐振。所述方法的特征在于，在过滤装置中设置能够将寄生谐振频率偏移到与所述工作谐振频率大致相等的频率的结构。本发明能够用于各种表面声波过滤装置。

1.  一种用于形成表面声波过滤装置的方法，所述表面声波过滤装置包括压电基板和位于所述压电基板上的金属带元件，所述金属带元件构成了布置在网络线路中的阻抗过滤元件，其中，网络元件之间的相互静电作用产生频率不同于工作谐振频率的寄生谐振，所述方法的特征在于，在过滤装置中设置用于将寄生谐振频率偏移到与所述工作谐振频率大致相等的频率的结构。

2.  一种由权利要求1所述的方法形成的表面声波过滤装置，包括：母线(7，8)，它们沿着表面声波的传播方向延伸；以及叉指电极(9，10)，它们垂直地从所述母线延伸，所述表面声波过滤装置的特征在于，所述寄生谐振频率偏移结构为切口(19，25)，所述切口平行于表面声波的传播方向以预定周期节距设置在所述母线中。

3.  如权利要求2所述的过滤装置，其特征在于，所述切口由位于所述母线(7，8)内的孔(19)形成。

4.  如权利要求3所述的过滤装置，其特征在于，所述孔(19)具有矩形形状。

5.  如权利要求2至4中任一所述的过滤装置，其特征在于，所述切口(19，25)在表面声波的传播方向上的位置周期节距与叉指电极间距(P)大致相等。

6.  如权利要求5所述的过滤装置，其特征在于，叉指电极(9，10)的宽度节距比(M/P)与切口(19，25)的宽度节距比(m/p)大致相等。

7.  如权利要求2至6中任一所述的过滤装置，其特征在于，上、下母线(7，8)中的切口(19，25)的中心与两个相邻叉指电极(9，10)之间的中心大致共线。

8.  如权利要求2至7中任一所述的过滤装置，其特征在于，切口(19，25)在垂直于表面声波传播方向的方向上的长度(l)位于叉指电极的间距(P)的0.4-20倍的范围内。

9.  如权利要求2至8中任一所述的过滤装置，其特征在于，切口(19，25)在垂直于表面声波传播方向的方向上的长度(l)是彼此不同的。

10.  如权利要求2至9中任一所述的过滤装置，其特征在于，切口(25)产生了一种虚设指结构，所述虚设指结构中的电极至电极的间隙(27)小于叉指电极宽度(M)。

11.  如权利要求10所述的过滤装置，其特征在于，形成了所述间隙(27)的边缘与表面声波传播方向之间的夹角(α)在0-60°的范围内。

12.  一种包括反射器格栅的过滤装置，其特征在于，总格栅开口(GA)覆盖了叉指电极开口(TA)和由孔形成的开口。

13.  如权利要求2至12中任一所述的过滤装置，其特征在于，其在母线(7，8)上的与叉指结构相邻的表面上包括附加底层，所述底层可产生与所述叉指结构中的表面声波速度大致相等的表面声波速度。

表面声波过滤装置形成方法及其形成的表面声波过滤装置
技术领域
本发明涉及一种用于形成表面声波(SAW)过滤装置的方法，所述表面声波过滤装置包括压电基板和位于所述压电基板上的金属带元件，所述金属带元件构成布置在网络线路(network scheme)中的阻抗过滤元件；此外，还涉及一种根据该方法形成的表面声波过滤装置。
背景技术
这种类型的表面声波过滤装置已为大家公知。图1示出了以梯形网络的形状形成的这种网络线路的一部分，所述网络线路的电路图示于图2中。在该图中，在输入端1和输出端2之间设有多个串联连接的阻抗元件3，并且，在一面上的输入端1、输出端2、节点5分别与另一面上的接地点6之间设有并联的阻抗元件4，其中，节点5位于两个相邻的串联阻抗元件3之间。在图1中，串联阻抗元件3是由作为形成母线7、8的上、下金属带形成的，其中，所述母线7、8沉积在压电基板(未示出)上。并联阻抗元件4是被作为叉指电极9、10形成的，所述叉指电极分别从上母线7和下母线8垂直延伸。
图3和4示出了根据图1和2的梯形网络的电特性。图3示出了阻抗元件3和4的模拟阻抗性能Zi/Zo，其中，Zi和Zo分别是输入和输出阻抗。第一阻抗元件3在谐振频率f₁时具有例如1Ohm的低阻抗，在反谐振频率f₂时具有例如1000Ohm的高阻抗。第二阻抗元件被移频，以使串联阻抗元件3的谐振频率f₁和并联阻抗元件4的反谐振频率f₄大约相同。
对于Γ型网络线路来说，对这种阻抗元件构成的装置进行模拟可产生例如图4所示的电路带通滤波性能，其中，在f₁、f₄附近具有通带，在f₂、f₃具有深陷波。该图示出了用dB表示的振幅AM与用MHz表示的频率f的依从关系。
在实际中，特别是由于寄生效应的影响，实际阻抗性能与所示的模拟性能会有所不同。这些寄生效应之一是由母线7、8与叉指9、10的边缘12之间的相互静电作用引起的。这种相互静电作用可在邻近于相应的叉指电极边缘12的母线区域13中和间隙14中产生周期性电荷和电场分布，它们的周期与叉指电极9、10的周期节距相同。在图4中，电场分布由箭头示出。间隙电场和母线电荷的分布可产生较高频率的寄生声谐振，并且寄生声谐振的频移和振幅取决于基板材料、金属厚度及宽度节距比，其中，频移通常位于0.01-1％的范围内，振幅通常位于0.1-10％的范围内。由于这种寄生相互作用，阻抗元件过滤器的实际通带要比没有考虑寄生相互作用所做的模拟通带窄。
图5示出了947.5MHz的表面声波过滤器的频率响应FR，图中虚线表示测量值，实线表示模拟的过滤器响应。应指出，在中心频率的较低频率侧，测量曲线的3dB声级L的宽度比模拟曲线的小5MHz。在已使用的过滤器中，并联阻抗元件4的长度比阻抗元件3的长度大约长四倍。当串联阻抗元件3的长度比并联阻抗元件4的长度大时，测量和模拟曲线之间的主要差别是在相对于通带的中心频率而频率较高的一侧。
第二种寄生效应为波导模式激励。
发明内容
本发明的主要目的是提出一种表面声波过滤装置，其不具有已描述的现有表面声波过滤装置的不利之处。
为了到达上述目的，根据本发明的用于形成表面声波过滤装置的方法的特征在于，采用了将由叉指电极与母线之间的相互静电作用产生的寄生谐振的频率偏移到与过滤装置的工作谐振的频率大致相等地结构。
用于实施上述方法的表面声波过滤装置的特征在于，为获得所述寄生谐振频移，在邻近于叉指电极的末端的母线区域中设置附加切口，所述切口在这些母线的纵向轴线上周期性地相继布置。
附图说明
下面，参看附图以更详细的方式描述具有另外目的和优点的本发明，附图包括：
图1示出了具有叉指结构的现有表面声波过滤装置的一部分；
图2示出了根据图1的叉指表面声波过滤装置的电路图；
图3是曲线图，图中示出了图2所示的表面声波过滤装置的阻抗性能；
图4是曲线图，图中示出了图2中的Γ型梯形网络的振幅性能；
图5示出了947.5MHz的表面声波过滤装置的振幅性能，其中，虚线示出的是测量振幅性能，实曲线示出的是模拟振幅性能；
图6是根据本发明的表面声波过滤装置的一部分的示意图；
图7是根据本发明的叉指表面声波过滤装置的一部分的另一个实施例的示意图；
图8是根据本发明的860MHz的叉指表面声波过滤装置的通带随孔长度变化的坐标图；
图9是曲线图，图中，虚曲线示出的是标准860MHz的表面声波过滤装置的振幅性能，实曲线示出的是根据本发明的对应的过滤装置的振幅性能；
图10是具有虚设电极的叉指结构表面声波过滤装置的示意图；
图11是根据本发明的具有虚设电极的叉指结构表面声波过滤装置的示意图；
图12是曲线图，图中示出了通过根据图10和11的表面声波过滤装置的开口的表面声波的速度分布；以及
图13是具有虚设电极的叉指结构表面声波过滤装置的另一个实施例的示意图。
具体实施方式
本发明基于以下发现：在例如图1所示的叉指结构表面声波过滤装置中，由于母线7、8与叉指电极9、10的边缘12之间的相互静电作用而产生的寄生效应的不利影响能够通过在这种标准过滤装置中采用下述结构来消除，即所述结构能够使寄生谐振频率偏移到与叉指结构的工作谐振频率大致相等的频率，并可降低寄生响应的影响。
图6示出了一种由本发明提出的用于上述目的的叉指结构表面声波(SAW)过滤装置。在该图中，附图标记16表示构成所述过滤装置的换能器部件的叉指表面声波过滤器结构部分，其以非独立方式与反射器输入部分17连接。
根据本发明，为了改变寄生谐振以与叉指结构部分16的工作谐振频率一致，即用于使这两种谐振同步，所采取的结构为设置孔19，所述孔19位于上、下母线7和8中。为了使这两种谐振获到最好的同步，孔19具有所示的矩形形状。孔周期节距p，即两个相邻孔的两条垂直中心线在SAW传播方向上的之间距离，应与叉指电极的间距P大致相等。叉指电极的宽度节距比M/P应与孔的宽度节距比m/p大致相同，其中，M是叉指电极9、10的宽度，m是两个相邻孔之间的距离。
在这种情况下，母线上的孔19产生了周期性格栅，其能够增大阻抗元件的反射的有效系数，并且，由于SAW能量不是仅在由例如图6所示的相邻叉指电极9、10的重叠距离所限定的换能器开口区域TA中传播，因此，这些阻抗元件的品质(Q)因数就会较高。
根据本发明，当寄生谐振和工作谐振两者的中心频率大致相同时，总阻抗就会具有所要求的形式，其不会改变阻抗元件的滤波性能。需要考虑的仅为有效开口比电极的实际重叠部分TA稍大一点。显而易见，为了实现最好的结果，所述母线至电极边缘的间隙14和母线边缘13与相邻孔边缘21之间的间隔20应尽可能地小。
而且，为了使两种谐振获得最好的同步，两个母线7、8上的两个相邻孔19之间的距离的中心应与叉指电极的中心大致共线。在这种情况下，在叉指电极中及在由孔19所产生的附加格栅中的反射的表面声波的相位相同。
这种特征的优点在于，所述阻抗元件的电极的电阻得到了降低。已经发现，在垂直于SAW传播的方向上，通带随着孔的长度l的变化而变化。
图8示出了这种依从关系，以MHz表示的声级为2.5dB的带通宽示于纵坐标上，由比值l/P定义的孔的长度示于横坐标上，其中，P为叉指电极的间距(图6)。图8示出了在42°钽酸锂基板上形成的860MHz的表面声波过滤装置的通带测量结果。由所示坐标图可得出，孔19在它们的长度l位于4-7P的范围内时最为高效。使用长度大于20P的孔无效，这是由于这时尺寸和与高的电极电阻有关的额外插入损耗均会增大。使用长度l小于0.4P的最小孔也无效。
图9示出了根据本发明的具有附加的孔19的SAW过滤装置的测量性能和标准过滤装置的性能。根据本发明的SAW过滤装置的性能由实曲线示出，孔的长度l的值为7P。标准过滤装置的性能由虚曲线示出。从这两条曲线的对比可以得出：由于与标准过滤装置的曲线相比通带更宽而带外抑制相同，因此，本发明提供了一种较好的形状因数设计。
图7示出了根据本发明的叉指表面声波(SAW)过滤装置的一个实施例，其中，孔19的长度l是彼此不同的。由于总长度的变化，因此，由寄生波导模式激励引起的寄生响应能够得到降低。在SAW过滤装置的领域中，对于具有不同长度的叉指电极的不等指长换能器来说，寄生波导响应的灵敏度公知较低。本发明的不同之处在于，所提出的结构具有等指长叉指电极，所述电极具有大小恒定的重叠部分，但是其中，孔的长度l即换能器的被动部分是彼此不同的。孔长度的变化能够做成这样，即具有所示的光滑形状，所述光滑形状在声波的传播方向上可使孔的长度先增大，然后再降低。优选与cos(x)ⁿ相似的光滑变化形状，其中，n＝1，2，3…，x在-π/2至+π/2的范围内。
在前面所述中，已经叙述，为了在使寄生谐振与所述叉指结构的工作谐振同步中获得最好结果，所述母线至电极边缘的间隙14和孔边缘21与对应的母线边缘13之间的间隔20(图6)应尽可能地小。当使间隔20变为零时，可获得例如如图10和11所示的虚设指叉指结构(dummi finger inter-digital structure)，其具有大小恒定的重叠部分或换能器开口TA，并且，由间隔20变为0的孔19形成的叉指空间部分25构成所述换能器的被动部分。
在图10和11中，空间部分25具有恒定的长度。在图13所示的实施例中，空间部分25的长度l’在声波的传播方向上按照优选与cos(x)ⁿ相似的光滑形状变化，其中，n＝1，2，3…，x在-π/2至+π/2的范围内。
在图10和11所示的由间隔20变为0的孔形成的所述虚设指叉指结构中，电极间隙27小于电极宽度。最小间隙尺寸受加工工艺、DC电压以及RF功率要求的限制。当间隙面积较小时，寄生响应的振幅也会较小。
在图11所示的所述虚设指叉指结构的情况下，叉指电极边缘29、30与母线的边缘之间成一夹角α，所述夹角位于0-60°的范围内。这种构造具有降低过渡区域和使谐振同步的优点，这些优点可通过示出了通过开口方向A的表面声波的速度分布V得以说明。最小相速度V₀与叉指区域对应，最大相速度V_G与自由表面区域对应，母线区域上的相速度V_BB位于上述两者之间。在图11所示的具有夹角的间隙的情况下，与相速度V_G相比，相速度Vα相对较小，从而，可使通过所述开口的速度变化非常小。
而且，参看图6指出，总格栅开口长度GA叠盖了叉指电极开口和孔形成的开口。因此，会使阻抗元件的反射的有效系数以及进而使阻抗元件的Q因数变得较大，这是由于更多的SAW能量在所述叉指结构中返回。
此外，还应指出，寄生谐振和工作谐振的最好同步能够通过使用在母线上的与叉指结构相邻的表面上具有附加底层的SAW阻抗元件过滤装置获得，所述底层可产生与所述叉指结构中的SAW速度大致相同的SAW速度。
显而易见，本发明并不局限于已经描述和示出的仅作为示例目的的所述过滤装置，而是涉及可产生相似的寄生谐振现象的所有过滤装置。