移动通信系统中的直流偏移校正.pdf

一种用于在移动通信系统中同时确定来自接收信号的直流偏移和信道脉冲响应的方法。接收信号中包含了一组在发射前已被调制的训练序列位。调制信号经过一定的相移并被旋转一定角度。接收信号也可能包含需要去除的直流偏移成分。通过使用原始训练序列的知识和所使用的调制方法对接收信号抽样进行处理，就能通过找出对线性方程式的最小二乘方解来同时估计通信信道的脉冲响应和直流偏移，这样引入到通信信道中的噪声项的能量可保持到最小。本发明还描述了一种使用先验信息的改进技术。

1.  一种在移动通信系统中，对于第二站经由通信信道从第一站接收的信号同时确定直流偏移(a_dc)和信道脉冲响应(h)的方法，所述信号包括数字数据和一组在发射前已被调制的训练序列位，所述方法包括：
产生一组代表所述训练序列位的参考信号抽样以及一组取决于发射前对所述数字数据所使用的调制的旋转元素；
接收和抽样所述信号，以根据所述信号的训练序列部分产生多个接收信号抽样，所述接收信号抽样可能包含直流偏移；以及
利用所述接收信号抽样组和旋转元素组对接收信号进行处理，以通过使平方化距离函数实现最小来同时估计出所述直流偏移(a_dc)和所述信道脉冲响应(h)。

2.  根据权利要求1的方法，其中所述平方化距离函数是F＝|y-X.h-e.a_dc|²，其中y表示接收信号的抽样，X表示训练序列抽样，而e表示旋转元素组。

3.  一种在移动通信系统中对于第二站经由通信信道从第一站接收的信号的直流偏移进行校正的方法，所述信号包括数字数据和一组在发射前已被调制的训练序列位，所述方法包括：
接收和抽样所述信号，以根据所述信号的训练序列部分产生多个接收信号抽样，所述接收信号抽样可能包含直流偏移；
利用一组代表所述训练序列位的参考信号抽样和一组取决于发射前对所述数字数据所使用的调制的旋转元素对所述接收信号抽样进行处理，以通过最小化平方化距离函数来同时估计出直流偏移(a_dc)和信道脉冲响应(h)；以及
通过从所述接收信号抽样中去除所估计的直流偏移来校正所述信号的数字数据部分中的接收信号抽样组。

4.  根据权利要求3的方法，其中所述平方化距离函数为F＝|y-X.h-e.a_dc|²，其中y表示接收信号的抽样，X表示训练序列抽样，而e表示旋转元素组。

5.  根据权利要求1-4任意一项的方法，其中所述代表所述训练序列位的参考信号抽样组和取决于发射前对所述数字数据所使用的调制的旋转元素组被排列为一个扩展训练序列矩阵；
而且其中所述处理步骤产生一个扩展信道脉冲向量，所述向量包括对直流偏移(a_dc)的估计和多个信道脉冲响应元素(h)。

6.  根据权利要求5的方法，其中利用所述扩展参考矩阵和所述接收信号抽样来产生所述扩展信道脉冲响应向量h_e所进行的处理如下：
h_e＝(X_e^H·X_e)^-1·X_e^H·y
其中h_e表示所述扩展信道脉冲响应向量，x_e表示所述扩展参考矩阵，y表示所述接收信号抽样，而x_e^H表示所述扩展参考矩阵的复共轭转置矩阵。

7.  根据权利要求5或6的方法，还包括从所述扩展信道脉冲向量中提取所述信道脉冲元素，并在均衡步骤中使用所述信道脉冲元素从所述接收信号抽样中去除所述通信信道对所述信号的影响的步骤。

8.  根据前述任何一项权利要求的方法，其中在TDMA移动通信系统中，所述信号包括传输突发。

9.  根据前述任何一项权利要求的方法，其中所述接收信号以所述信号的预期传输比特率进行抽样，以产生多个对应于所述多个数字数据位和训练序列位的接收信号抽样。

10.  根据权利要求1或3的方法，其中利用先验信息对所述信道脉冲响应进行估计。

11.  根据权利要求10的方法，其中所述代表所述训练序列位的参考信号抽样组和取决于发射前对所述数字数据使用的调制的所述旋转元素组被排列为一个扩展训练序列矩阵；
而且其中所述处理步骤产生一个扩展信道脉冲向量，所述向量包含所述直流偏移(a_dc)的估计和多个所述信道脉冲响应元素(h)，利用所述扩展参考矩阵和所接收的信号抽样来产生所述扩展信道脉冲响应向量h_e所进行的处理如下：
h ′ e = ( δ 2 C hh - 1 + X e H X e ) - 1 X e H y , ]]>其中

这里，h_e表示所述扩展信道脉冲向量，X_e表示所述扩展参考矩阵，y表示所接收的信号抽样，而X_e^H表示所述扩展参考矩阵的复转置矩阵。

12.  根据权利要求10或11的方法，其中所述先验信息在初始估计步骤中产生。

13.  根据权利要求10或11的方法，其中所述先验信息被预存储。

14.  根据权利要求10、11、12或13的方法，其中所述平方化距离函数是LMMSE函数。

15.  根据权利要求14的方法，其中所述平方化距离函数为
F＝|y-X.h-e.a_dc|²。

16.  一种在移动通信系统中，对于第二站经由通信信道从第一站接收的信号同时确定直流偏移和信道脉冲响应的系统，所述信号包括数字数据和一组在发射前已被调制的训练序列位，所述系统包括：
用于接收和抽样所述信号以根据所述信号的训练序列部分产生多个接收信号抽样的电路，所述接收信号抽样可能包含直流偏移；
用于保存一组代表所述训练序列位的参考信号抽样和一组取决于发射前对数字数据所使用的调制的旋转元素的存储器；
用于利用所述接收信号抽样和所述旋转元素组对接收信号进行处理，以通过使平方化距离函数实现最小来同时估计出直流偏移(a_dc)和信道脉冲响应(h)的扩展信道脉冲响应计算单元；以及
用于从通过所述扩展信道脉冲响应计算单元执行的同时估计中提取出所述直流偏移的装置。

17.  根据权利要求16的系统，其中所述平方化距离函数为F＝|y-X.h-e.a_dc|²，其中y表示所述接收信号抽样，X表示所述训练序列抽样，而e表示所述旋转元素组。

18.  根据权利要求17的系统，包括用于从表示所述信号的数字数据部分的所述接收信号抽样中去除所述直流偏移的电路。

19.  根据权利要求17或18的系统，包括组合电路，用于在从表示所述信号的数字数据部分的接收信号抽样中去除所述直流偏移前，组合所提取的直流偏移与所述旋转元素组。

20.  根据权利要求16、17或18的系统，包括均衡电路，用于利用从通过所述扩展信道脉冲响应计算单元进行的同时估计中提取的信道脉冲元素，从所述接收信号中去除所述通信信道对所述信号的影响。

21.  根据权利要求16-20任意一项的系统，还包括用于为所述扩展信道脉冲响应计算单元提供先验信息的装置。

22.  根据权利要求21的系统，其中所述装置包括脉冲响应估计功能块。

23.  根据权利要求21的系统，其中所述装置包括存储所述先验信息的存储器。

24.  根据权利要求21-23任意一项的系统，其中所述扩展信道脉冲响应计算单元是LMMSE。

25.  根据权利要求24的系统，其中所述扩展信道脉冲响应为：
h ′ e = ( δ 2 C hh - 1 + X e H X e ) - 1 X e H y , ]]>其中

这里，h_e表示所述扩展信道脉冲向量，X_e表示所述扩展参考矩阵，y表示所述接收信号抽样，而X_e^H表示所述扩展参考矩阵的复转置矩阵。

26.  根据权利要求21的系统，其中所述平方化距离函数为F＝|y-X.h-e.a_dc|²，其中y表示所述接收信号抽样，X表示所述训练序列抽样，而e表示所述旋转元素组。

27.  一种在移动通信系统中确定第二站经由通信信道从第一站接收的信号中的直流偏移的方法，所述信号包括数字数据和一组在发射前已被调制的训练序列位，所述方法包括：
产生一个具有m+1列的扩展参考矩阵，其中前m列包含代表所述训练序列位的参考信号抽样，而第m+1列包含一组取决于发射前对所述数字数据所使用的调制的旋转元素；
接收和抽样所述信号，以根据所述信号的训练序列部分中产生多个接收信号抽样，所述接收信号抽样可能包含直流偏移；以及
利用所述扩展参考矩阵对所述接收信号抽样进行处理，以产生扩展信道脉冲向量，所述扩展信道脉冲向量包含m个表示所述通信信道的信道脉冲元素和另外一个表示所述直流偏移的元素。

28.  一种在移动通信系统中校正第二个站经由通信信道从第一个站接收的信号中的直流偏移的方法，所述信号包括数字数据和一组在发射前已被调制的训练序列位，所述方法包括：
接收和抽样所述信号，以根据所述信号的所述训练序列部分产生多个接收信号抽样，所述接收信号抽样可能包含直流偏移；
用一个具有m+1列的扩展参考矩阵对所述接收信号进行处理，以产生扩展信道脉冲向量，所述的扩展信道脉冲向量包含m个表示所述通信信道的信道脉冲元素和另外一个表示所述直流偏移的元素，在所述扩展参考矩阵中，前m列包含代表所述训练序列位的参考信号抽样，而第m+1列包含一组取决于发射前对所述数字数据所使用的调制的旋转元素；
从所述扩展信道脉冲向量中提取直流偏移；以及
通过去除所确定的直流偏移，校正所述信号的数字数据部分中的接收信号抽样组。

移动通信系统中的直流偏移校正
技术领域
本发明特别涉及移动通信系统中的直流偏移校正。
背景技术
在移动通信系统中，信号从移动台传输到基站。将数字信号经过一种调制技术调制，并使用结果信号调制载波到一定频率后由移动台准备传输。从移动台到基站的信号传输过程中，依赖于传输的环境，信号可能会受到各种不同影响。受包括移动台和基站之间的距离、区域内的建筑物和其它设施引起的干扰在内的因素制约，环境的变化相当大。比较常见的情况是在基站从移动台收到的信号含有多种不同的多径效应影响，同时也受噪声影响。在基站接收机的信号处理技术被认为解决了信号传输环境(通信信道)的影响，同时也考虑了噪声的影响。在接收机的第一步工作是将输入信号抽样以从输入的模拟信号中取出多个数字抽样，通常是按照发射信号的预期比特率来抽样。这样会引起直流偏移成分产生，这种直流偏移如果得不到去除，将会破坏接收信号采样，导致后续处理受到影响。特别是数字信号抽样可通过均衡器进行处理以补偿信道影响，但已知的均衡器没有假定直流偏移的存在。还有其它源可能会引起直流偏移，直流偏移的量值可能会变化。本发明旨在获取需要从信号中去除掉的偏移量的可靠估计，即使在实际上并没有引入直流偏移的情况下也不会降低系统性能太多。
在目前的基站中，通过数字信号处理装置来去除接收信号中可能存在的直流成分。这是通过分别从实数和虚数成分中去除平均信号电平来实现的。因此，接收信号y被认为包含了被分别处理的实数成分和虚数成分。为提高可靠性，可在整个突发上计算平均值(Ey)。然而，即使在没有真正的直流偏移情况下，所传输的数据本声也会使平均值具有一个错误的均值。这显然降低了后续数字信号处理的性能。
发明内容
根据本发明一方面，提供一种在移动通信系统中，对于第二站经由通信信道从第一站接收的信号同时确定直流偏移(a_dc)和信道脉冲响应(h)的方法，所述信号包括数字数据和一组在发射前已被调制的训练序列位，所述方法包括：产生一组代表所述训练序列位的参考信号抽样和一组取决于发射前对所述数字数据使用的调制的旋转元素；接收和抽样所述信号以从所述信号的训练序列部分中产生多个接收信号抽样，所述接收信号抽样可能包含直流偏移；以及用所述接收信号抽样组和旋转元素组对接收信号进行处理，以通过使平方化距离函数实现最小来同时估计出直流偏移(a_dc)和信道脉冲响应(h)。
根据本发明的另一方面，提供一种在移动通信系统中，对于第二站经由通信信道从第一站接收的信号中的直流偏移进行校正的方法，所述信号包括数字数据和一组在发射前已被调制的训练序列位，所述方法包括：接收和抽样所述信号以从所述信号的训练序列部分中产生多个接收信号抽样，所述接收信号抽样可能包含直流偏移；利用一组代表所述训练序列位的参考信号抽样和一组取决于发射前对所述数字数据使用的调制的旋转元素对接收信号抽样进行处理，以通过最小化平方化距离函数来同时估计出直流偏移(a_dc)和信道脉冲响应(h)；以及通过从所述接收信号抽样中去除如此估计的直流偏移来校正所述信号的所述数字数据部分中的所述接收信号抽样组。
优选平方化距离函数是F＝|y-X.h-e.a_dc|²，其中y表示接收信号的抽样，X表示训练序列抽样，而e表示旋转元素组。
根据本发明另一方面，提供一种在移动通信系统中，对于第二站经由通信信道从第一站接收的信号同时确定直流偏移和信道脉冲响应的系统，所述信号包括数字数据和一组在发射前已被调制的训练序列位，所述系统包括：用于接收和抽样所述信号以从所述信号的训练序列部分中产生多个接收信号抽样的电路，所述接收信号抽样可能包含直流偏移；用于保存一组代表所述训练序列位的参考信号抽样和一组取决于发射前对数字数据使用的调制的旋转元素的存储器；用于用所述接收信号抽样和所述旋转元素组对接收信号进行处理，以通过最小化平方化距离函数来同时估计出直流偏移(a_dc)和信道脉冲响应(h)的扩展信道脉冲响应计算单元；以及用于从通过所述扩展信道脉冲响应计算单元执行的同时估计中提取出所述直流偏移的装置。
平方化距离函数优选为F＝|y-X.h-e.a_dc|²，其中y表示接收信号的抽样，X表示训练序列抽样，而e表示旋转元素组。
对抽样进行处理在数学上方便的方法是将接收信号抽样和旋转元素组合为m+1列的扩展训练序列矩阵，其中前m列包含了参考信号抽样，第m+1列包含了旋转元素。
下面将详细讨论用扩展参考矩阵对接收信号抽样作精确处理。本发明人发现通过在数学处理中使用这种扩展矩阵将噪声函数w最小化，能同时估计信道脉冲响应和直流偏移，然后去除直流偏移。对于矩阵运算处理，产生的扩展信道脉冲向量包括m个信道脉冲响应元素和另一元素a_dc。
本发明特别但并非唯一适用于TDMA通信系统，在TDMA通信系统中，每一信号包含一个传输突发。
这里描述的系统还包括均衡器，其使用从扩展信道脉冲向量中提取的信道脉冲元素来解决通信信道的影响。容易理解的是，为提取出突发中的原始数据，在均衡后，数据还需要经过多个后续处理步骤。由于这些对本领域的技术人员已经熟知，在此不做说明，也不构成本发明地一部分。
附图说明
为了更好的理解本发明和解释本发明如何实现，借助例子参照附图予以说明，其中。
图1为传输系统的模型图；
图2为这种系统的另一模型图；
图3为移动通信系统中信号突发的标准结构示意图；
图4a和图4b分别为扩展训练序列矩阵和扩展脉冲响应向量的构成示意图；
图5为接收机框图；
图6为示意直流偏移值去除方法的流程图；
图7为另一改进的接收机的框图；
图8示意使用图7的接收机实现的性能提高。
具体实施方式
图1是一典型数字传输系统的模型的示意图。同时一并示意了被映射为模型的蜂窝射频(RF)通信系统的实际实施例。无线通信系统包括一个基站BTS 2和至少一个移动台MS 4，它们通过空中接口经通信信道相互通信。在下面的描述中，移动台被认为是发射机，而基站收发信台被认为是接收机。附图标记6指示由移动台4传送给基站收发信台2的传输信号。然而容易理解的是，下面描述的系统和技术也同样适用于基站收发信台2用作发射机，而移动台MS 4用作接收机的情况。
为了下面的描述，发射机被认为包括一个调制器，所述调制器对信号施加必要的调制以便信号能通过通信信道传输。通信信道本身可以被模型化为信道脉冲响应h和噪声成分w，噪声成分w通常是由于对系统的一些外部扰动引入的。接收机一侧被认为包括一个解调器，解调器执行必要的解调功能，以便能从接收信号中恢复原始发射的信息。因此，根据图1所示的模型，调制器被认为实施调制过程处理，而解调器被认为实施解调过程处理。这里假设在发射前必须对信号实施调制，因而在接收到信号后实施相应的解调处理。在图1中，X被用于表示调制前的信号，而y被用于表示解调后恢复的接收信号。
为了便于描述，调制和解调过程可被认为引入两个成分。这两个成分为直流偏移(a_dc)和相移向量(e)，它们可如图2所示被模型化。也就是说，接收信号y不同于输入信号x的信道均衡形式在于a_dc和e。直流偏移(a_dc)的大小未知，如果不予以去除的话，将会导致对接收信号的后续DSP处理出现问题。相移向量(e)取决于使用的调制方法，因此是已知的。EDGE(GSM演进的增强型数据率)调制就是一个例子。EDGE中所选择的调制为3pi/8-8PSK。在基本的8PSK构象中，单位圆上有8个等距点。这意味着传输的符号x_k有8个可能值。
X k = e j * i * pi / 4 , ]]>在这里，根据符号值的不同，i在0到7间取值(j为复数指示符)。
对于3pi/8-8PSK，3*pi/8移位表示传输符号被乘以3pi/8旋转值。这样，
X k ′ = X k * e j * k * 3 * pi / 8 , ]]>这里k为符号下标。
这表明在接收机，所传输的抽样(X_k′)必须以e^-j*k*3*pi/8退旋以得到原始的8psk构象(X_k)来均衡。这种退旋也可使直流偏移旋转e^-j*k*3*pi/8。
图3示意了在根据GSM标准的移动通信系统中的标准突发。此图表示在基站接收的一个突发。对于根据GSM标准的TDMA系统，移动台根据由基站控制器分配给各个呼叫的信道在相应载频上发送突发作为调制信号。一个频率信道可以支持多达8个呼叫，每个呼叫与一个相应的突发相关，在这里，每个呼叫被分配TDMA帧中的一个时隙，在此时隙发送该突发。由于本领域的技术人员对根据GSM标准的TDMA系统已熟知，过多的细节在此不再描述。标准突发包含了两个58位的分组(DATA)，这两个分组中间是26位的训练序列(TRS)。在标准突发的每一结尾添加了3个尾部位(TS)。训练序列(TRS)为由移动台(MS)发送的预定的位序列，基站控制器(BSC)知道这个训练序列。通常利用在基站控制器估计发送该突发的信道的脉冲响应。根据下面描述的系统，习惯上是同时计算脉冲响应和直流偏移。发射的真正信息位于突发的数据位(DATA)中。
因此，下面描述的技术基于利用训练序列TRS同时估计信道脉冲响应和直流偏移。X在下面被用来表示训练序列，因为就图1的模型而言，它是与下面的数学说明有关系的输入信号。在描述系统之前，先解释一下在该系统中要用到的数学知识。
基于图1和图2中所示的模型的线性方程式在形式上如公式1所示：
y＝X.h+e.a_dc+w(公式1)
该信号的每个数字抽样在发射前被调制，因此要经过取决于所使用的调制技术的相移。这种相移也被认为是旋转，可以表示为e^-jθ。因而可以形成一个向量(e)，其包含训练序列的所有抽样的相移，如公式2所示：
e＝[e^-j.k.θe^-j.(k-1).θ.........e^{-j.(k-n+1).θ}]^T(公式2)
其中：
θ表示相移(其取决于实施的调制方法)；
k表示取自训练序列的抽样的时间索引；
n表示在训练序列中使用的抽样数目；
例如，如果使用GMSK调制，则抽样都旋转90度(θ＝π/2)。因此，在接收信号被均衡前，这些抽样需要退旋。
现在通过创建如公式3所示，将相移向量(e)和直流偏移(a_dc)元素并入上述矩阵(X)和向量(h)中的扩展训练序列矩阵(X_e)和扩展脉冲响应向量(h_e)构成公式4：
(公式3)
y＝X_eh_e+w(公式4)
图4a示意原始训练序列和扩展训练序列矩阵。图4b示意原始脉冲响应和扩展脉冲响应向量，其中：
m表示脉冲响应抽头数(即，i＝0...4)；
n表示用于脉冲响应估计的抽样长度(即，k＝26)。
图4a示意矩阵大小由构成矩阵的行数和列数决定。原始训练序列矩阵(X)由已知元素构成，注意到这点非常重要。列数m对应于所提出的脉冲响应过滤器模型所拥有的离散抽头数。行数n由从训练序列中使用的抽样长度决定，用于脉冲响应估计。这使得DSP所需的矩阵大小和计算能力根据用户的指定更为灵活。扩展训练序列矩阵(X_e)是通过将元素的附加列添加到已知的训练序列矩阵(X)创建的。此附加列包含了相移向量(e)的元素(也是可知的)，扩展训练序列矩阵目前的大小为n行m+1列。
图4b表示原始和扩展脉冲响应向量(h/h_e)。扩展脉冲响应含有m+1个元素，这意味着它很容易用由扩展训练序列矩阵(X_e)提供的m+1个列来进行处理。脉冲响应向量中的最后一个元素为直流偏移(a_dc)。
通过确保经最小化函数F＝|y-X.h-e.a_dc|²能对信道脉冲响应和直流偏移做恰当预估，可找到扩展脉冲响应向量h_e，这里F表示用以最小化噪声(w)的最小二乘解法。利用矩阵格式，得到公式5：
h_e＝(X_e^H·X_e)^-1·X_e^H·y(公式5)
其中：y表示接收信号，而
x_e^H表示广义矩阵的复共轭转置矩阵。
这样就有效地解决了所需的信道脉冲响应元素数和直流偏移(a_dc)。
图5示意了实现此技术的框图。
应理解的是，图5中的各个方框尽管被示意为独立的互连实体，但不必表示独立的物理实体，而是打算通过图例表示实施的各个步骤。各方框可以实现为电路，或者一种适当编程的微处理器可以实现分别分配给各个方框的每种功能。此外，BTS或MS的接收机有许多组成部分由于与本发明无关没有在图5示意，为了清晰起见在图中被省略掉。天线12经由空中接口从移动台接收发射的信号10。天线12被连接到射频电路14。射频电路14对接收到的突发进行处理以便下移频率到基带频率，并抽样突发以从模拟输入信号提供数字抽样值。射频电路14的输出表示为y，其为一个抽样突发，包含在该传输信号的期望比特率抽样的多个信号抽样y_i。如上描述，图3示意了突发结构。射频电路14的输出通过线路16提供给TRS提取器18，同时也提供给减法电路40，这样做的目的将在稍后描述。
从接收信号y中提取出训练序列TRS，然后通过线路20提供给扩展信道脉冲响应单元22。应理解的是，TRS在此刻被表示为K个(此实施例中K＝26)数字信号抽样。
扩展信道脉冲响应单元22用于计算所谓的扩展信道脉冲响应h_e，h_e不仅包含“正常”信道脉冲响应抽头h(i)_i＝0...4，而且包含所需的直流偏移值a_dc。在已知的接收机中，信道脉冲响应单元使用接收到的训练序列TRS并通过计算接收到的训练序列TRS和存储在接收机中的已知训练序列TRSref之间的互相关，计算出估计的信道脉冲响应h。在本例中，根据较早描述的数学概念，进行稍微不同的计算。应当理解的是，扩展CIR单元包括一个适当编程的处理器用于完成该计算。扩展信道脉冲响应单元22访问存储器34，存储器里预存了至少一个所谓的A矩阵。通过对扩展训练序列矩阵的复共轭的转置矩阵x_e^H进行处理，计算出A矩阵，如公式6所示。上面已经描述了扩展训练序列矩阵x_e的形成，而且在图4a中有示意。
A＝(X_e^H·X_e)^-1·X_e^H(公式6)
容易理解的是，上面示意的存储器34的布局仅用于说明目的，可以通过任何适当的方式使用存储容量。此外，许多不同的A矩阵可以被预先计算和存储以考虑到不同的相移向量(e)和不同的训练序列。扩展CIR单元能选择合适的A矩阵。存储器34也保存了相移向量(e)，其目的稍后再描述。
因此，扩展信道脉冲响应单元22有两个输入。其一是接收信号的训练序列TRS，另外是计算出的A矩阵。扩展CIR单元(22)利用公式5计算出扩展信道脉冲响应向量h_e(注意公式6中的A值)。矩阵运算处理(基于噪声函数F的最小二乘方最小化)允许通过仅进行一次矩阵相乘求解脉冲响应h和直流偏移a_dc，即，(h_e＝A.y)。
直流偏移提取单元26从h_e中提取出直流偏移a_dc，并将其提供给乘法器电路(30)。乘法器电路的另一路输入信号是保存在存储器的一部分中的已知相移向量e。如果所用的调制方法不导致抽样旋转，则这个向量将由一组1构成。无论何种情况，相移向量(e)均与直流偏移(a_dc)相乘。接着在减法电路(40)从接收信号y中减去乘积a_dc·e。输出即为经校正的信号y_c，其被送到均衡器(48)。均衡器(48)同时也接收通过提取h电路(42)从扩展信道脉冲响应向量h_e中提取出的正常信道脉冲响应h。均衡器在本领域是熟知的，其允许突发中的数据DATAy得以恢复。
简单的讲，均衡器，就如同它的名称暗示的那样，是用于消除通信信道的影响(诸如时间分散、衰减等)的过滤器。对脉冲响应向量的计算允许在如图4b所示的矩阵的前m行元素中计算和反映的脉冲响应抽头的反转上进行均衡过滤器建模。
图6所示的流程图描述该处理顺序分为两部分。第一部分(S1到S3)可以在接收信号前实施作为建立过程的一部分。第二部分是在图5的电路中完成。第一步S1将基于已知的调制技术计算出相移向量(e)。接着，在S2，创建扩展训练序列矩阵(X_e)。假定训练序列矩阵X已知。相移向量被添加为矩阵X的最后一列，形成扩展矩阵(X_e＝[X_e])。
在建立阶段执行的最后处理运算S3将计算由公式6给出的新矩阵A。在运算中，扩展CIR单元5接收两路输入信号。第一路输入S4a为接收信号的训练序列部分TRS。第二路输入为A矩阵。扩展脉冲响应向量(h_e)可以在S5从公式5计算出，其在正常h个抽头上包含一个另外的元素，即，直流偏移(a_dc)。接着在S6，从扩展CIR向量h_e提取出直流偏移元素a_dc。最后在步骤S7，使用公式7获得校正信号送往均衡器电路。
y_c＝y^-e·a_dc(公式7)
这里考虑了抽样信号是否被退旋。如果没有退旋，则向量e为全1向量。在去除了相应的直流偏移成分后，校正信号被送往均衡器(步骤S8)。
应指出，图1和公式1被定义为通信系统的模型，因此假设存在噪声成分(w)。然而，公式5LS是对线性方程式(即，公式1)的LS(最小二乘方)解法。这暗示，估计的参数h和a_dc被选择以使噪声项(w)的能量保持最小。
现在参照图7描述上面提到的对本发明技术的进一步改进。上文描述的本发明技术导致估计成本增加，这是因为参数数量的增多使得噪声也加大了。在下文中描述的对本发明的进一步改进中，建议通过利用先验信息以使估计成本最小。在描述改进的系统之前，先解释一下在该改进的系统中需要用到的相关数学知识。
如上所述，可根据所用的调制方法选择偏移。从公式3和公式4可得到如下方程：
y＝X_eh_e+w，其中
X_e＝(X  e)，和
扩展脉冲响应向量可利用已知的LMMSE估计器进行估计，其可书写如下：
h ′ e = E ( h ′ e ) + ( C hh - 1 + X e H C w - 1 X e ) - 1 X e H C w - 1 ( y - X e E ( h ′ e ) ) , ]]>
其中C_w为噪声协方差矩阵；而
C_HH为估计的参数协方差矩阵。
在抽样退旋前通过y＝y-a_dc，在退旋后通过y＝y-ea_dc，可简单地去除直流偏移。
由于噪声协方差矩阵、脉冲响应和直流偏移协方差矩阵未知，这种格式不能直接使用。为了能够使用所提出的LMMSE估计器，有必要作某些推理假设。
首先假设E(h_e)＝0。由于接收到的信号相位未知，期望值变为0。同样期望的直流偏移也为0。假设直流偏移可具有随机相位，因而期望值为0。
第二个假设是针对噪声协方差矩阵。在此上下文中，噪声被设为白噪声，因此噪声协方差矩阵可书写如下：

其中δ²为起点线性模型的噪声方差。
第三个假设是独立的脉冲响应抽头是不相关的。因此参数协方差矩阵被写为：

其中h_i表示抽头i的脉冲响应，dc为直流偏移。
应用这三种假设，LMMSE估计器可以简化书写为：
h ′ e = ( δ 2 C hh - 1 + X e H X e ) - 1 X e H y , ]]>其中

应当指出，如果方差δ²趋于0，则估计器复原成传统的LSE，如果训练序列的自相关特性被适当选择，则估计器复原成基本的相关法。
在所提出的扩展脉冲响应向量中，有两个未知的参数C_hh和δ²仍然需要直流偏移估计。获得此信息有好几种可能性。一种简单的方法是特定的C/(I+N)值优化该公式，并使用一个固定值用于方差估计。根据关于该脉冲响应的已知先验信息，C_hh可以为固定矩阵。
在本发明中，如前面的段落描述，先验信息被用于简化LMMSE方程式。
当使用上面定义的简化LMMSE方程式时，就可能存在有关该信道或直流偏移的先验信息。因此，例如，可能知道在某些信道(对一定的载频)不存在直流偏移。此信息可用到直流偏移估计器中，就没有必要从接收数据中估计这些参数。因此，在这种情况下，存在涉及这些估计参数的可用先验信息。
从前一时隙和/或当前时隙中可以测出有关直流偏移的这种信息。LMMSE方程于是可利用这个信息。因为这种信息是由估计器本身产生的，所以由LMMSE使用这种信息并不是真正的使用先验信息。
更为实际的方案是基于两阶段信道估计，现在参照图7进行描述。从图7可看出，图5的扩展CIR方框22在图7的优选实施例中被三个方框替代，即，脉冲响应估计方框100、估计方差方框102和LMMSE方框104。存储器装有图5所示的e值。A值没有应用，但在一个实施例中，A值优选由矩阵C_hh替代。
脉冲响应估计100用于提供初始脉冲响应，在一个实施例它用于提供矩阵C_hh的值。基于方框100的输出，在方框102中估计方差。应当指出，估计方差方框102的使用是任选的。在此实施例中，根据上面陈述的原理，脉冲响应估计方框100的输出被被LMMSE用作先验信息，以根据改进的技术估计脉冲响应。在此实施例中，值C_hh不在存储器34中存储，因为它们由脉冲响应估计方框100产生。
在另外一个实施例中，没有提供脉冲响应估计方框100，矩阵C_hh的值被存储在存储器34中。存储的矩阵C_hh为LMMSE 104提供先验信息。
如同图5中的方框22的输出被处理的方式一样，LMMSE的输出在方框26和42中得到进一步的处理。
应指出，估计方差方框102并不构成对本发明的改进的基本部分。估计方差方框102同样可以在图5的方框22的输入端提供。在图5中，假设在均衡器48中提供估计方差方框。
对本发明的这种改进的重要方面是在确定去除直流偏移的脉冲响应时使用先验信息。这种先验信息可以通过多种方式提供。在此描述的两个例子的实施例中，先验信息或者通过执行初始脉冲响应估计提供，或者通过预存储适当值获取。在预存储适当值得情况下，可以基于模拟而产生。
因此在参考图7描述的优选实施例中，利用方框100中的经典估计器(比如LSE)首先估计初始的直流偏移和脉冲响应。从接收信号抽样中提取出这个直流偏移，接着利用脉冲响应估计在方框102中估计信号方差。这个方差接着在第二阶段中被用于方框104中的改进的脉冲估计方法。C_hh的估计需要改进的方法，这优选通过例如从初始脉冲响应估计中估计协方差矩阵C_hh来实现。
作为次优方法，下面的公式可被引出用于直流偏移校正。通过直流偏移估计器扩展加权系数
a ei = | h ei | 2 | h ei | 2 + e i * e i ]]>
e_i^*e_i的值取决于接收机信号方差乘以一个常量(这样容易分析)，上面的公式书写如下：
a ei = | h ei | 2 | h ei | 2 + p δ 2 ]]>
其中
p表示用户选择的常数；
δ²为接收信号方差。
改进的技术需要处理矩阵运算，这样就增加了直流偏移估计的复杂度。然而，在估计信道脉冲响应的同时可获得直流偏移估计，这样总的复杂度不会增加太大。大部分的矩阵是对角矩阵，因而所需的计算量可保持很小。
对GSM系统中使用这种改进的技术需要6*6矩阵求反。因此该改进技术是可实现的。根据所实现的仿真结果，该改进技术在所有的GSM 5.05信道类型以及在不同的C/(I+N)情况下，都能提高接收机性能。使用二次相关方法已经用没有分集的接收机进行了第一仿真。在该接收机上实现的增益很显著。
图8表示一个仿真。直流偏移估计器的参考是基于LSE的估计器，而基于LMMSE的估计器是性能参考。LSE 1是直流偏移存在，而且估计的直流偏移被去除的情况下的LSE估计器；LSE 2是直流偏移不存在，而且估计的直流偏移被去除的情况下的LSE估计器。LMMSE 1是在直流偏移存在，而且估计的直流偏移被去除情况下提出的基于LMMSE估计器的改进方法。LMMSE 2是在直流偏移不存在，而且估计的直流偏移被去除情况下提出的基于LMMSE估计器的改进方法。LMMSE ref 1是在直流偏移存在，而且直流偏移没有被估计也没有去除情况下的LMMSE估计器。LMMSE ref 2是在直流偏移不存在，而且直流偏移没有被估计也没有被去除情况下的LMMSE估计器。