匹配电路及具有该匹配电路的叠层双工器 【技术领域】
本发明涉及适用于移动通信终端诸如移动电话的叠层双工器，以及更具体地说涉及用于执行天线端子与发射和接收端的每一个间的特征阻抗的匹配，以及发射和接收频率间的隔离，将该匹配电路配置成降低其导线图形的物理长度，从而能实现改进其微型化、降低插入损耗、改进相关天线的反射特性，从而改进带通特性，以及具有匹配电路的叠层双工器。
背景技术
通常，整体型(bulk type)集成双工器的缺点在于很难降低其大小，即使它们在性能方面有优势。尽管SAW双工器能实现微型化，但它们的缺点在于具有低功率电容并且对湿度和温度很敏感，同时相对于整体型集成双工器来说，相对较贵。另一方面，叠层双工器能实现微型化同时在制造成本方面具有足够的竞争性。叠层双工器在功率电容方面比SAW优越，同时对湿度和温度具有高阻抗力。当然，叠层双工器的性能不如整体型集成双工器或SAW双工器。为此，正在进行用于提高这类叠层双工器的性能的积极研究。
如果从用于提高叠层双工器的性能的研究获得好的结果，那么可期望叠层双工器将代替整体型集成双工器或SAW双工器。
为实现提高这类叠层双工器的性能，有必要主要针对下述因素进行研究：
(1)材料：具有高Q值(＞1,500)的中间介电常数(相对介电常数20～100)的低温共烧陶瓷(cofired ceramic)；
(2)电极：具有高导电性(＞4.83×107simens/m)地电极材料；
(3)谐振器结构：具有Qu值的谐振器结构；以及
(4)匹配电路：匹配电路必须完全使接收和发射滤波器隔离同时最小化发射和接收滤波器中的可能退化。
图1是示例说明普通双工器的基本结构的框图。如图1中所示，这种双工器主要包括发射滤波器、接收滤波器以及用于耦合这些滤波器的匹配电路。匹配电路用来最小化由这些滤波器的耦合所引起的发射和接收滤波器间的干扰。因此，应当将匹配电路设计成最小化其对发射和接收滤波器的电特性，例如，插入损耗的影响。
在日本专利已公开的申请No.2002-164710中公开了传统的叠层双工器的例子。现在将参考图2至4来描述该公开的叠层双工器。
图2是示例说明由标记A表示的传统叠层双工器的透视图。参考图2，“1”表示电介质(叠层板)，“2a”和“2b”表示接地电极，“3”为带状线，即，带状线30至35，“4”为内接线端，“5”为发射滤波器，“6”为接收端，“7”为匹配电路。
叠层板1由多个叠层介电层1a组成。对于叠层板1的材料，可使用介电陶瓷材料和低温焙烧氧化物(firing oxide)或低熔点玻璃材料的混合物。介电陶瓷材料可包括BaO-TiO2基(BaO-TiO2-based)的陶瓷、基于Ca-TiO2的陶瓷、基于MgO-TiO2的陶瓷等等。低温焙烧氧化物可包括BiVO4、CuO、Li2O、B2O3等等。对微型化匹配电路和滤波器来说，有必要使用具有相对介电常数为例如15-25的高介电常数材料。每个介电层1a具有约50至3,000μm的厚度。
分别在叠层板1的上下表面上形成接地电极2a，同时分别在叠层板1的端面上形成接地电极2b。每个接地电极2a或2b由导电材料制成，该导电材料包含作为其主要成为的Ag和Cu(Ag族、Ag合金，诸如Ag-Pd或Ag-Pt，Cu单体，或Cu合金)。
图3是示例说明图2中所示的匹配电路部分的放大图。图4是图2中所示的接收滤波器和匹配电路的等效电路图。
参考图3和4，匹配电路7具有包括电容器C2、电容器C0以及由线圈400形成的电感器L1的T形电路结构，电容器C2形成在串联连接到接收滤波器6的天线端子42的电容器电极4b和4c之间，电容器C0形成在接收滤波器6的边缘端带状线，即带状线32和面向带状线32的电容器电极4d之间。在具有这种结构的匹配电路7中，根据电容器电极4d和带状线32的主带状线部分32a间的形成的电容器Ci的相位特性调整接收滤波器6的阻抗特性，以便实现期望的匹配。线圈400包括弯曲电极41a至41c，以及通孔42a至42c。
由于上述传统的叠层双工器的匹配电路7具有线圈，该线圈形成为在电介质中具有螺旋形，使用多个弯曲电极和通孔，从而能实现微型化。
即，在传统叠层双工器的匹配电路具有螺旋线圈的情况下，如上所述，可降低纵向方向中的线圈大小。然而，相应于纵向大小的降低，增加了该线圈在厚度方向的大小，以便提供匹配电路所需的期望电长度，即使根据线圈的螺旋形的变化，可或多或少改变厚度增加。为此，对纵向方向和厚度方向的微型化有限制。
因此，仅可在简单地将匹配电路的线圈形成为具有螺旋型或使用弯曲线圈来形成以便微型化应用于移动终端诸如移动电话的双工器同时保持匹配电路中所需的电长度的情况下才能实现微型化。因此，有必要研究和开发能克服这种限制的新的叠层双工器。
【发明内容】
鉴于上述问题做出了本发明，以及本发明的目的是提供用于执行天线端子和发射和接收端的每一个间的特性阻抗的匹配，以及发射和接收频率间的隔离的匹配电路，将该匹配电路配置成了其导线图形的物理长度，从而能实现其改进的微型化、降低插入损耗以及改进相关天线的反射特性，从而改进带通特性，以及具有匹配电路的叠层双工器。
根据一个方面，本发明提供由多个介电层制成的、并连接到天线同时连接在发射和接收滤波器间以便使发射和接收滤波器与天线端子匹配的叠层双工器的匹配电路，包括：发射匹配单元，由电连接到天线电极的第一导线图形，该天线电极耦合到天线端子同时与发射滤波器电连接；第一接地电极，与该第一导线图形垂直分隔一定距离；接收匹配单元，由第二导线图形构成，该第二导线图形电连接到天线电极以及接收滤波器；以及第二接地电极，与该第二导线图形垂直分开。
根据另一方面，本发明提供具有该匹配电路的叠层双工器。
【附图说明】
在阅读下述结合附图所做的详细描述后，本发明的上述和其他特征和优点将变得更显而易见，其中：
图1是示例说明普通双工的基本结构的框图；
图2是示例说明传统的叠层双工器的透视图；
图3是示例说明图2中所示的匹配电路部分的放大图；
图4是示例说明图2中所示的接收滤波器和匹配电路的等效电路图；
图5是示例说明根据本发明叠层双工器的示意性透视图；
图6是根据图5的示意截面图；
图7是示例说明图5中所示的匹配电路的结构的示意放大图；
图8是图5中所示的叠层双工器的等效电路图；
图9a和9b分别是匹配电路的等效电路图，其中图9a示例说明由单一带状线组成的匹配电路，而图9b示例说明由带状线和分别连接到带状线两端的电容器组成的匹配电路；以及
图10表示描述根据本发明的叠层双工器的特征的图。
【具体实施方式】
现在，将参考附图来详细地描述本发明的优选实施例。在这些图中，用相同的标记表示具有相同结构和功能的构成元件。
图5是示例说明根据本发明的叠层双工器的示意性透视图。图6是与图5对应的示意性截面图。
参考图5和6，本发明的叠层双工器包括层叠的多个介电层以便形成介电块50。将叠层双工器连接到天线端子ANT同时连接在发射端TX和接收端RX之间。该叠层双工器还包括电连接到发射端TX同时包括多条用于传递通过此的发射频率的信号的谐振带状线的发射滤波器60、电连接到接收端子RX同时包括用于传递通过此的接收频率信号的多条谐振带状线的接收滤波器70，以及用于使发射和接收滤波器60和70与连接到天线端子ANT的天线匹配的匹配电路80。
图7是示例说明图5中所示的匹配电路的结构的示意放大图。如图7中所示，匹配电路80执行发射滤波器60和天线端子ANT间的特性阻抗Zo(约50Ω)的匹配、接收滤波器70和天线端子ANT间的特性阻抗Zo的匹配，以及通过截止发射滤波器60的接收频率，同时截止接收滤波器70的发射频率来执行发射和接收频率间的隔离。
参考图5至8，匹配电路80包括由导线图形构成的发射匹配电路81，该导线图形电连接到耦合到天线端子ANT的天线电极ANTE同时电连接到发射滤波器60、与该发射匹配电路81的导线图形分开一定距离的第一接地电极GND1、接收匹配单元82，由电连接到天线电极ANT和接收滤波器70的导线图形组成、以及第二接地电极GND2，与接收匹配单元82的导线图形垂直分开。
发射匹配电路81的导线图形包括发射侧电容器电极81a，与天线端子ANTE分开一定距离以便形成用于调整其间的特性阻抗Zo的第一电容C81、以及发射侧带状线81b，从发射侧电容器电极81a延伸到发射滤波器60同时具有弯曲形状，并形成第一电感L81。发射侧带状线81b也可具有除弯曲形状外的形状，例如，螺旋形。
如上所述，使用第一电容C81，能实现控制特性阻抗。因此，高介电常数材料能用于介电层。因此，可降低在发射和接收滤波器生成的插入损耗。
第一接地电极GND1与发射匹配单元81的发射侧带状线81b分开一定距离，以便在第一接地电极GND1和发射侧带状线81b间形成第一相位调整电容C83a和C83b。
第一电感L81和第一相位调整电容C83a和C83b具有设定成将具有接收频率的信号的相位转变成无限阻抗的电长度。根据该相变功率，能截止接收频率信号。根据加上第一相位调整电容C83a和C83b，可降低发射侧带状线81b的物理长度。在下文中，将参考图9a和9b来描述。
通过第一电感L81、第一电容C81、以及第一相位调整电容C83a和C83b的等效阻抗，确定用于发射频率的发射匹配单元81的特性阻抗，即，特性阻抗Zo。在这里，根据在传输匹配单元81的导线图形以及天线电极ANTE间的第一电容C81的调整，很容易调整该特性阻抗Zo，因为第一电容C81是随导线图形和天线电极ANTE间的距离以及天线电极ANTE的面积而改变。
参考图5和6，发射滤波器60包括第一电容器电极61，其形成在发射匹配单元81中的发射侧带状线81b的一端、第二电容器电极62，连接到发射端TX、第一谐振带状线63，与该第一电容器电极61分开一定距离、第二谐振带状线63，与第二电容器电极62分开一定距离，以及第三谐振带状线65，分别与第一和第二谐振带状线63和64分开一定距离。
发射滤波器60进一步包括分别与第一和第二电容器电极61和62分开一定距离的第一交叉耦合线66，以及与第三谐振带状线65分开一定距离的第一负载电极(loading electrode)67。
参考图6和7，接收匹配单元82的导线图形包括与天线电极ANTE分开一定距离以形成用于调整其间的特性阻抗Zo的第二电容C82的接收侧电容器电极82a，以及从接收侧电容器电极82a延伸到接收滤波器72同时弯曲形状，并且形成第二电感L82的接收侧带状线82b。接收侧带状线82b可具有除弯曲形状外的形状，例如，螺旋形。
第二接地电极GND2与接收匹配单元82的接收侧带状线82b分开一定距离，以便在第二接地电极GND2和接收侧带状线82b间形成第二相位调整电容C84a和C84b。
第二电感L82以及第二相位调整电容C84a和C84b具有设定为将具有发射频率的信号的相位转变为无限阻抗的电长度。根据该相变功能，能截止发射频率信号。根据加上该第二相位调整电容C84a和C84b，可降低接收侧带状线82b的物理长度。在下文中，将参考图9a和9b和来描述。
通过第二电感L82、第二电容C82、第二相位调整电容C84a和C84b的等效阻抗，确定用于接收频率的接收匹配单元82的特性阻抗，即，特性阻抗Zo。在这里，根据高速在接收匹配单元82的导线图形和天线电极ANTE间形成的第二电容C82上，能很容易调整该特性阻抗Zo，因为第二电容C82是随导线图形和天线电极ANTE间的距离以及天线电极ANTE的面积而改变。
参考图5和6，接收滤波器70包括在接收匹配单元82中的接收侧带状线82b的一端形成的第三电容器电极71、连接到接收端RX的第四电容器电极72、与第三电容器电极71分开一定距离的第四谐振带状线73、与第四电容器电极72分开一定距离的第五谐振带状线74，以及分别与第四和第五谐振带状线73和74分开一定距离的第六谐振带状线75。
接收滤波器70进一步包括与第六带状谐振线75分开一定距离的第二交叉耦合线76，以及第二负载电极77，与第六谐振带状线75分开一定距离。
图8是图5中所示的叠层双工器的等效电路图。
在图8中，“60”表示发射滤波器，“70”表示接收滤波器，以及“80”表示匹配电路。在图8中所示的匹配电路80中，“L81”表示发射匹配单元81的导线图形的电感，“C81”表示在天线电极ANTE和接收电容器电极81a间形成的第一电容，以及“C83a”和“C83b”分别表示在发射匹配单元81和第一接地电极GND1间形成的电容。
同样，“L82”表示接收匹配单元82的导线图形的电感，“C82”表示在天线电极ANTE和接收电容器电极82a间形成的第二电容，以及“C84a”和“C84b”分别表示在接收匹配单元82的导线图形和第二接地电极GND2间形成的电容。
现在，将参考图9a和9b来描述为什么可根据将电容器添加到发射或接收带状线上，获得期望的电长度同时降低发射或接收带状线的物理长度的技术背景。
图9a和9b分别是匹配电路的等效电路图，其中图9a示例说明单一带状线的构成的匹配电路，而图9b示例说明由带状线和分别连接到带状线的两端的电容器构成的匹配电路。
构成单一带状线的图9a的匹配电路可以ABCD矩阵的形式来表示如下：
[表达式1]
cosφL1jZ1sinβL1jsinχL1ZcosβL1]]>
在表达式1中，“β”表示相位常数。
由带状线和分别连接到带状线两端的电容器组成的图9b的匹配电路用ABCD矩阵的形式表示如下：
[表达式2]
在表达式2中，“β”表示相位常数。
其中用表达式1和2表示的图9a和9b所示的电路的ABCD矩阵是相同的，这些电路具有相同的电长度，因为它们是等效的。例如，在”L1＝λ/4(β＝90°)的情况下，只要它们满足下述表达式3，这些电路就是等效的：
[表达式3]
图9b的电路在“C1＝C2＝C”的情况下满足表达式3。当满足表达式3时，表达式1和2的矩阵是相同的。当期望将长度“L2”降低到长度“L1”的一半时，必须满足条件“L2＝λ/8(β＝45°)”以及下述表达式4：
[表达式4]
参考图4，能理解到可通过在“Z1”固定的情况下改变“C”和“Z2”来控制“L2”，即带状线的物理长度。
如参考图9a和9b所述，由长带状线组成的匹配电路在任何频率均等效于由短带状线和分别连接到带状线的两端同时接地的电容器组成的匹配电路。因此，匹配电路80，其中根据本发明在带状线和地之间形成电容，与由单一带状线组成的匹配电路相比，能具有降低的物理长度，同时根据形成的电容，在任何频率维持相同的电长度。因此，可微型化该匹配电路，以及使用该匹配电路的双工器。
图10表示描述根据本发明的叠层双工器的特性的图。图10的图是频带W-CDMA(TX：1,920至1,980MHz，以及RX：2,110-2,170MHz)时的模拟结果。在图10中，“TXG”是描述用于W-CDMA发射频带的叠层双工器的通带特性的图，“RXG”是描述用于W-CDMA接收频带的叠层双工器的通带特性的图，以及“ANTG”是描述在其天线端处叠层双工器的反射特性的图。参考图“TXG”，可以看出叠层双工器通过W-CDMA发射频带而没有由于反射引起的任何损耗。同样可以看出在天线端，该叠层双工器显示出用于W-CDMA发射频带的较高的反射特性。另一方面，参考图“RXG”，可以看出，叠层双工器通过W-CDMA接收频带而没有由反射引起的任何损耗。即，该叠层双工器在其接收端显示出用于这两个频带的较高的反射特性。获得较高反射特征的事实表示最小化发射和接收频带间的干扰。
因此，根据本发明，可在叠层双工器中使用具有比用在传统情形中更高介电常数的材料。根据本发明，也可降低用在叠层双工器中的带状线的物理长度。因此，可最小化由用在叠层双工器中的匹配电路引起的叠层双工器中的发射和接收滤波器的插入损耗。
从上面的描述可以看出，本发明提供用于执行天线端子和发射和接收端的每一个间的特性阻抗的匹配，以及发射和接收频率间的隔离，将该匹配电路配置成降低其导线图形的物理长度，从而能实现其改进的微型化、降低插入损耗，并由此微型化叠层双工器和改进叠层双工器的特性。
本发明还提供使用低温共烧陶瓷(LTCC)的叠层双工器，其能取代传统的容量型集成双工器或传统的SAW双工器。也可将该叠层双工器配置成降低其匹配电路的物理长度。因此，可降低视为现有叠层双工器中的最重要问题的插入损耗。由于能降低匹配电路的物理长度，能微型化叠层双工器。根据添加串联电容，能很容易使用高介电常数材料，因为不再需要叠层双工器中的带状线的特性阻抗为50欧姆。这种高介电常数能用来降低在发射和接收滤波器中生成的插入损耗。
尽管为示例目的，已经描述了本发明的优选实施例，本领域的技术人员将意识到在不脱离由附加权利要求书公开的本发明的范围和精神的情况下，可做出各种改变、添加和取代。