DC无电刷电动机的控制装置.pdf

本发明的目的在于，对成为DC无电刷电动机不稳定因素的转速与载波频率的关系，明确其机理，提供一种通过将成为不稳定因素的转速和载波频率数学公式化，从而即使在利用低速设备时，也容易实现在转速的全区域中稳定运转的DC无电刷电动机控制装置。本发明根据电动机感应电压检测中所获得的转速信息和预先以所定条件而设定在载波频率转换表里的数据，转换载波频率。由此，可以以低价的低速设备来实现：在DC无电刷电动机的运转区域内不存在空白区域，并能在转速全区域内稳定运转的控制。

1、  一种DC无电刷电动机控制装置，其中包括：直流交流变换机构，其包含开关元件，并利用开关元件的开闭，根据PWM信号将直流电压变换为交流电压之后，供给到具有n个磁极的DC无电刷电动机；感应电压检测机构，其检测所述DC无电刷电动机感应电压；电压控制机构，其根据所述感应电压检测机构所输出的感应位置信息，输出电压波形；载波频率转换表，其是为了转换所述PWM信号的载波频率而预先设定的；载波频率转换机构，转换所述载波频率；和PWM控制机构，根据感应电压检测机构和所述载波频率转换机构的输出，生成PWM信号，其特征在于，
所述载波频率转换表具有以所定条件预先设定的表格内容，根据所述载波频率转换表，由所述载波频率转换机构来生成所述PWM信号。

2、  根据权利要求1所述的DC无电刷电动机控制装置，其特征在于，所述所定条件，是将所述DC无电刷电动机的转速和所述载波频率设定为：使具有n个磁极的DC无电刷电动机的转速不会等于PWM信号的载波频率的2/(3·n·m)倍(m为自然数)。

3、  根据权利要求1所述的DC无电刷电动机控制装置，其特征在于，所述所定条件，是将所述DC无电刷电动机的转速和所述载波频率设定为：从包含所述DC无电刷电动机的转速、所述PWM信号的载波频率和PWM信号的DUTY的物理量来计算具有n个磁极的DC无电刷电动机的转速上升或下降时的波动量，并将所述波动量抑制在所定范围内。

4、  根据权利要求1所述的DC无电刷电动机控制装置，其特征在于，所述所定条件，是将所述DC无电刷电动机的转速和所述载波频率设定为：使具有n个磁极的DC无电刷电动机的最高转速为PWM信号的载波频率的2/(3·n·k)倍(k为自然数)或其以下。

5、  根据权利要求2所述的DC无电刷电动机控制装置，其特征在于，在上下支路PWM交替中断时，所述自然数m为奇数。

6、  根据权利要求2所述的DC无电刷电动机控制装置，其特征在于，在上支路PWM中断或下支路PWM中断时，所述自然数m为偶数。

7、  根据权利要求4所述的DC无电刷电动机控制装置，其特征在于，在上下支路PWM交替中断时，所述自然数k，k＞5。

8、  根据权利要求4所述的DC无电刷电动机控制装置，其特征在于，在上支路PWM中断或下支路PWM中断时，所述自然数k，k≥5。

DC无电刷电动机的控制装置
技术领域
本发明涉及DC无电刷电动机的控制装置。
背景技术
以往，作为在无传感器DC无电刷电动机等的电动机运转区域中不存在空白区域，或在整个转速区域中能稳定运转的变频控制系统的提供方法，变频控制系统包括：具备具有多个磁极的转子的电动机；为了驱动电动机，而根据驱动信号对该电动机施加变频输出电压的变频装置；检测电动机的磁极位置的磁极位置检测电路；根据磁极位置和所定的载波频率，生成驱动信号，并向变频装置传送的变频控制装置，在该变频控制系统中，提出当所定的载波频率变为变频输出电压频率的整数倍时，将该所定的载波频率变更为其他载波频率，以生成所述驱动信号的变频控制装置；或在根据磁极位置运算出的电动机的转速与所定的载波频率成所定比例时，将所定的载波频率变更为根据所定比例而设定的其他频率，以生成驱动信号的变频控制装置的方案。并且，也提出一种控制方法的方案，其特征在于，从所定的载波频率和变频输出电压的整数倍一致的状态，转移到所定的载波频率和变频输出电压的整数倍不一致的状态时，将所定的载波频率变更为根据该状态而设定的其他载波频率，以生成驱动信号(例如，参照专利文献1)。
另外，作为为了抑制振动、噪音而选定适当的载波频率的方法，提出一种控制方法的方案，其特征在于：预先选定载波频率，用实验求出相对转速的最佳载波频率特性，在PWM载波频率转换电路内进行数据库化并保存。根据表示载波频率控制模式一例的图，设定为：在比较低的转速区域中增大载波频率，在其以外的转速区域内减小载波频率。另外，根据表示载波频率的控制模式的另一例，则为增大低转速区域的载波频率并保持恒定，随着变为其以外的高转速区域，直线地降低载波频率的例子；或在低转速区域中增大载波频率，随着转速的增加，阶段性地降低载波频率的例子，这些控制模式都是作为通过使转速和载波频率一致而防止共振的方法，从而被提出的(例如参照专利文献2)。
(专利文献1)
特开2002-101684号公报(【0015】～【0024】、图1)
(专利文献2)
特开2001-186787号公报(【0052】～【0054】、图1)
在特开2002-101684号公报的方式中，其特征在于，在载波频率变为电动机转速或变频输出电压频率的所定比例时，将所定的载波频率变更为根据所定比例而设定的其他载波频率，以生成驱动信号，但是，由于变频电压的频率变为所定比例时的转速和共振时的转速没有界限，故导致噪音的增大。另外，对于所定的比例，只是成为整数倍，由于没有涉及其数学式或数值的根据，所以，在最佳地设计电动机转速和载波频率方面，其公开是不够充分的。
在特开2001-186787号公报的方式中，利用实验的方法求出相对转速的最佳载波频率特性的发明，但是，存在相对转速的最佳载波频率特性不明确的问题。另外，根据载波频率控制模式的例子，示出在电动机转速为低速的区域中，增大载波频率，随着转速的增加，减小载波频率的例子，但是在电动机转速为比较高速地区域中，利用低速设备时，位置检测精度恶化，控制变为不稳定，故必须用高价的高速设备。还有，由于在电动机转速为比较低速的区域中增大载波频率大，故导致变频效率的恶化、噪音增大的问题。
发明内容
本发明为了解决上述的问题，其目的在于，对成为DC无电刷电动机不稳定因素的转速与载波频率的关系，明确其机理，通过将成为不稳定因素的转速和载波频率数学公式化，从而即使在利用低速设备时，也容易实现在转速的全区域中稳定运转。
首先，结合图1～图6，研究上述问题的机理。图1是DC无电刷电动机的基本驱动控制框图，其由：DC无电刷电动机11；包括开关元件，并利用该开关元件的开闭，根据PWM信号将直流电压变换为交流电压之后，供给到DC无电刷电动机11的直流交流变换机构12；检测DC无电刷电动机11的感应电压的感应电压检测机构13；根据感应电压检测机构13所输出的磁极位置信息，输出电压波形的电压控制机构14；和根据电压控制机构14的输出，生成PWM信号的PWM控制机构15构成。
DC无电刷电动机11包括：具有多个磁极的转子；和相对该转子生成磁场的多个定子绕组，感应电压检测机构13获取由DC无电刷电动机11转子的转动而在定子绕组上产生的感应电压，将根据其感应电压的变化即转子的磁极位置变化而获得的磁极位置信息和转速信息输出到电压控制机构14。PWM控制机构15根据由电压控制机构14输出的电压波形的输出，向直流交流变换机构12输出PWM信号，从而由生成的交流电压来控制DC无电刷电动机11。
在这里，已知：该PWM信号的载波频率(以下称载波频率)对DC无电刷电动机11的感应电压波形有影响，对DC无电刷电动机11的转子的磁极位置检测精度也有影响。特别是，若在具有n个磁极的DC无电刷电动机11的转速fm(以下称转速)与载波频率fc中，和fm＝fc×2/(3·n·m)(m为自然数)一致，即转速变为和载波频率同步的转速(以下称同步转速41)，则即使提高或降低PWM信号的DUTY，也会发生：不会进行PWM驱动信号的转换，且转速不提高或不降低的现象。结果，在超过同步转速41时，在PWM信号的DUTY大的状态下或小的状态下进行PWM信号的转换，故转速急剧上升或急剧下降，从而发生DC无电刷电动机11的转速控制不稳定的现象。
在图2中表示进行上下支路PWM交替中断时同步转速41中的动作，图4中表示进行上支路PWM交替中断时同步转速41中的动作。在图2的最初的电角60°区间21中，A、B、C、D、E表示感应电压波形，T0、T1、T2、T3、T4、T5、Ta、Tb、Tc、Td、Te表示时间，其中，Ta、Tb、Tc、Td、Te表示与作为直流电压16的半电压的VDC/2交叉的时间(以下称零交叉点)，φa、φ2、φd、φe表示相位角。另外，在下一电角60°区间22中也同样，A′、B′、C′、D′、E′表示感应电压波形，T0′、T1′、T2′、T3′、T4′、T5′、Ta′、Tb′、Tc′、Td′、Te′表示时间，其中，Ta′、Tb′、Tc′、Td′、Te′表示与作为直流电压16的半电压的VDC/2交叉的时间(以下称零交叉点)，φa′、φ2′、φd′、φe′表示相位角。
下面，结合图2说明在上下支路PWM交替中断、且fm＝fc×2/(3·n·m)(m为自然数)中，m为奇数时的动作。由于m为奇数时，其动作相同，故在这里只特别说明m＝5的情形。在这里，上支路PWM信号23和下支路PWM信号24是通过比较从电压控制机构14输出的指示电压25和载波信号26而生成的。在最初的电角60°区间21中，感应电压波形E的零交叉点为时间Te，到相位转换为止，相位角被设定为φe。在下一电角60°区间22中，感应电压波形E′的零交叉点为时间Te′，到相位转换为止，相位角被设定为φe′。在这里，在控制算法上，φe＝φe′。
在这里，由于DC无电刷电动机11的负荷变动等，从感应电压波形E变为感应电压波形D时，在最初的电角60°区间21中，零交叉点变为时间Td、相位角变为φd。在下一电角60°区间22中也同样，感应电压波形变为D′、零交叉点变为时间Td′、相位角变为φd′，φd＝φd′，由于相位转换时间T5和T5′随着感应电压波形而变化，故没有控制上的问题。这是在感应电压检测可能区域a27中，存在感应电压波形D、感应电压波形E、感应电压波形D′、感应电压波形E′的零交叉点的情形。
另一方面，在为感应电压波形B、感应电压波形C时，最初的电角60°区间21的零交叉点为原来时间Tb、Tc，但是，由于零交叉点不在感应电压检测可能区域a27中，故将零交叉点推定为时间T2。一般地，多为T2＝(T1+T3)/2，T3-T2＝T2-T1。这样，即使在零交叉点位于感应电压检测可能区域a27以外区域时，或在由于电动机负荷变动，而从感应电压波形C变动为感应电压波形B时，或者在感应电压波形B变动为感应电压波形C时，也将零交叉点推定为T2，和原来的感应电压波形没有关系，设定为相位角φ2。
在下一电角60°区间22中同样，相位角变为φ2＝φ2′。从而，即使感应电压波形变动，最初的电角60°区间21和下一电角60°区间22的时间也不变。此时，从感应电压波形C变为感应电压波形B时的电动机变为过励磁状态，从感应电压波形B变为感应电压波形C时的电动机变为弱励磁状态。在过励磁状态下，感应电压波形相对相电流波形变为超前相位，在弱励磁状态下，感应电压波形相对相电流波形变为滞后相位，这些情况下，导致相电流的峰值电流、振动、噪音增大。另外，陷入这种同步转速41时，为了提高转速，即使提高指示电压25，如果零交叉点位于感应电压检测可能区域a27以外的区域内，则转速也不会提高。另外，在更进入过励磁状态，感应电压波形B变为感应电压波形A时，或提高指示电压25而变为Tb＜＝T1时，在零交叉点的时间Ta中，相位角变为φa＝φ2，转速急剧上升5～10Hz，从而噪音、振动增大。
另一方面，在更进入弱磁场状态，且感应电压波形C变为感应电压波形D时，或降低指示电压25而成为Tc≥T3时，在零交叉点的时间Td中，相位角变为φa＝φ2，转速急剧下降5～10Hz，从而噪音、振动增大。在这里，转速提高时的波动量Δfm u可以利用电动机的转速fm、载波频率fc和作为PWM信号接通时的时间比率的DUTY时间的三个参数，表示为：
Δfm u＝2/{2/fm-3·n·(1-DUTY)/fc}-fm。电动机转速降低时也同样，可以表示为：
Δfm d＝fm-2/{2/fm+3·n·(1-DUTY)/fc}。
(其中假设：相位角φ在最初的电角60°区间21和下一电角60°区间22中相等。)
在图3中表示波动量与载波频率的关系。如图3所示，表示为了将提高或降低时的波动量Δfm u、Δfm d抑制在所定的范围Δfm u 0、Δfm d0以内，载波频率有必要为fc0或其以上。这样，在上下支路PWM交替中断中，m为奇数时的同步转速41特别称为强共振点。
在上支路PWM中断或在下支路PWM中断中，在fm＝fc×2/(3·n·m)(m为自然数)中，m为偶数时，发生上述现象，此时的同步转速41特别称为强共振点。在图4中，虽然只表示m＝6的上支路PWM中断的情形，但是，只要在m为偶数时，为上支路PWM中断或下支路PWM中断，其动作就完全相同。另外，由于上下支路PWM交替中断中的符号与动作相同，故省略其说明。
并且，在DC无电刷电动机11的高转速区域中，感应电压的零交叉点隐藏在变频输出电压区域内，从而有时不能检测。特别是在fm＝fc×2/(3·n·k)(k为自然数)中的k＜5时，控制陷入不稳定的状态，发生失调现象。
在图5中表示上下支路PWM交替中断的情况下感应电压检测可能区域a27窄的以往例，在图6中表示上支路PWM交替中断的情况下的感应电压检测可能区域a27窄的以往例。图5中表示上下支路PWM交替中断、且fm＝fc×2/(3·n·k)(k为自然数)中的k＝4时的情形。相位转换时间T5之后，在时间T0′的期间内，存在感应电压检测空白期间(以后称空白期间28)。
在空白期间28中，虽然原来在时间T5中进行相位转换，转换为下支路PWM中断，但实际上，相位转换后载波一个周期份继续上支路PWM中断。在一般的微型计算机中，空白期间28为载波频率的一个周期份。因此，感应电压检测可能区域a27从时间T1′变为T3′，作为期间，2a窄，不能正确地检测磁极位置，故控制陷入不稳定，发生失调现象。在这里，虽然说明了fm＝fc×2/(3·n·k)中k＝0的情形，但是，只要k＜5，就会由于感应电压检测可能区域a27的期间不满3a，而无法进行正确的磁极位置检测。
即使上支路PWM中断或下支路PWM中断中，在fm＝fc×2/(3·n·k)(k为自然数)中k＜5时，也会发生上述的现象。在图6中，虽然表示了k＝4的上支路PWM中断的情形，但是，只要k＜5，和上下支路PWM交替中断中同样，感应电压检测可能区域a27的期间，在电角60°区间为2a，狭窄，故不能进行正确的磁极位置检测。
因此在以往，为了提高最高转速，使载波频率fc适应fm max，在fm＝fc×2/(3·n·k)(k为自然数)中，有必要将k设定得高，以使k≥5。可是在这种情况下，电动机转速为低速时，不仅导致变频效率的降低和噪音的增大，还存在不得不使用高成本的高速设备的问题。
因此，为了解决上述问题，如图7所示，本发明的DC无电刷电动机的控制装置包括：具有n个磁极的DC无电刷电动机11；包含开关元件，并利用开关元件的开闭，根据PWM信号将直流电压16变换为交流电压之后，供给到DC无电刷电动机11的直流交流变换机构12；检测DC无电刷电动机11的感应电压的感应电压检测机构13；根据从感应电压检测机构13输出的磁极位置信息，输出电压波形的电压控制机构14；为了转换载波频率7，而预先设定的载波频率转换表71；转换载波频率7的载波频率转换机构72；和根据感应电压检测机构13和载波频率转换机构72的输出，生成PWM信号的PWM控制机构15。并且，根据由感应电压检测机构13得到的转速信息和以所定条件预先设定在载波频率转换表71内的表格内容，转换载波频率7的装置。
附图说明
图1是DC无电刷电动机的基本驱动控制框图。
图2是在上下支路PWM交替中断时，转速与载波频率同步的例子(m＝5)。
图3是表示电动机转速的波动量与载波频率关系的曲线。
图4是在上支路PWM中断时，转速与载波频率同步的例子(m＝6)。
图5是在上下支路PWM交替中断时，感应电压检测可能区域窄的例子(k＝4)。
图6是在上支路PWM中断时，感应电压检测可能区域窄的例子(k＝4)。
图7是实施方式1所记载的DC无电刷电动机的驱动控制框图。
图8是实施方式1所记载的DC无电刷电动机的载波频率转换表。
图9是在上下支路PWM交替中断时的实施例(m＝k＝6)。
图10是在上支路PWM中断时的实施例(m＝k＝5)。
图中：11-DC无电刷电动机，12-直流交流变换机构，13-感应电压检测机构，14-电压控制机构，15-PWM控制机构，16-直流电压，21-最初的电角60°区间，22-下一电角60°区间，23-上支路PWM信号，24-下支路PWM信号，25-指示电压，26-载波信号，27-感应电压检测可能区域a，28-空白期间，41-同步转速，42-高转速区域，71-载波频率转换表，72-载波频率转换机构，81-第一载波频率fc1下的第一同步转速fr1(fc1)，82-第二载波频率fc2下的第一同步转速fr1(fc2)，83-第一载波频率fc1下的最高转速，84-第二载波频率fc2下的最高转速。
发明的具体实施方式
本发明根据由感应电压检测机构13得到的转速信息和以所定条件预先设定在载波频率转换表71内的表格内容，转换载波频率的。载波频率转换表71设定转速和载波频率，以使转速fm和载波频率fc下的转速：fc×2/(3·n·m)(m为自然数)不相等。特别是在上下支路PWM交替中断时，m为奇数。特别是上支路PWM中断或下支路PMW中断时，m为偶数。
另外，由于通过利用如上所述地设定过的载波频率转换表71，可以回避同步转速41，故可以将电动机转速提高或降低时的电动机转速波动量抑制在所定范围内。并且，将载波频率转换表的各载波频率中的DC无电刷电动机11的最高转速设定为fm＝fc×2/(3·n·k)(k为自然数)或其以下。特别是在上下支路PWM交替中断时，k＞5。特别是在上支路PWM中断或下支路PWM中断时，k≥5。
下面，说明本发明的DC无电刷电动机控制方法的实施方式。而且，本发明并未由该实施方式限定。
(实施方式1)
结合图7、图8说明实施方式1的DC无电刷电动机的控制方法。图7是实施方式1的DC无电刷电动机的驱动控制框图。在图7中，DC无电刷电动机的控制装置由：具有n个磁极的DC无电刷电动机11；包含开关元件，利用该开关元件的开闭，根据PWM信号将直流电压16变换为交流电压之后，供给到DC无电刷电动机11的直流交流变换机构12；检测DC无电刷电动机11的感应电压的感应电压检测机构13；根据从感应电压检测机构13输出的磁极位置信息，输出电压波形的电压控制机构14；为了转换所述PWM信号的载波频率7，而预先设定完的载波频率转换表71；转换载波频率7的载波频率转换机构72；和根据感应电压检测机构13和载波频率转换机构72的输出，以生成PWM信号的PWM控制机构15。
图8表示以所定条件，在载波频率转换表71中设定完的表格内容的一例。在图8中，fc1是第一载波频率，fc2是第二载波频率，fc3是第三载波频率，fc4是第四载波频率，fr1(fc1)是在第一载波频率fc1中转速变为不稳定的第一同步转速81，可表示为：
fr1(fc1)＝fc1×2/(3·n·m)(m为自然数)同样，fr1(fc2)是第二载波频率fc2的第一同步转速82。另外，fm max是第一载波频率fc1中的最高转速83，可以表示为：
fm max(fc1)＝fc1·2/(3·n·k)(k为自然数)同样，fm max(fc2)是第二载波频率fc2中的最高转速84。
下面，说明DC无电刷电动机11的控制动作。首先，检测DC无电刷电动机11旋转时所产生的感应电压的感应电压检测机构13，向电压控制机构14和载波频率转换机构72输出磁极位置信息和转速信息。PWM控制机构15根据由电压控制机构14输出的电压波形和转换载波频率7的载波频率转换机构72的输出，向直流交流变换机构12输出PWM信号。另外，载波频率转换机构72根据从感应电压检测机构13输出的转速信息和载波频率转换表71，选择预先设定的载波频率7并向PWM控制机构15输出。
在这里，如图8所示，载波频率转换表71将转速区域分割为多个，从转速fm0到fm1为第一转速区域，从转速fm1到fm2为第二转速区域，从转速fm2到fm3为第三转速区域，从转速fm3到fm4为第四转速区域，从转速fm4到fm5为第五转速区域；设定为：DC无电刷电动机11的转速在第一转速区域中，为了回避第一载波频率fc1的第一同步转速fr1(fc1)(81)，而选择载波频率fc2；在第二转速区域中，为了回避第二载波频率fc2的第一同步转速fr1(fc2)(82)，而选择载波频率fc1；在第三转速区域60中，为了回避第一载波频率fc1的最高转速fm max(fc1)(83)，而选择载波频率fc2。
另外，本控制应用在空调机的压缩机驱动用DC无电刷电动机时，对转速fm1和第一载波频率fc1的第一同步转速fr1(fc1)(81)，给予Δf＝fm1-fr1(fc1)的界限，通常Δf＝2～3Hz，对转速fm2和第一载波频率fc1的最高转速fm max(fc1)(83)，则给予Δf′＝fm2+fmmax(fc1)的界限，通常Δf′＝5～6Hz。
因此，第一载波频率fc1是根据如下的两个条件来设定的。一个是由同步转速41来设定的fc1＝(fm1-Δf)×(3·n·m)/2(m为自然数)，另一个是由最高转速来设定的fc1＝(fm2+Δf′)×(3·n·5)/2。对第二载波频率也同样，fc2＝(fm1+Δf)×(3·n·m)/2(m为自然数)，fc2＝(fm3+Δf′)×(3·n·5)/2。由于第三、第四载波频率也同样，故省略叙述。
另一方面，载波频率转换机构72，在将由感应电压检测机构13得到的转速信息在第一转速区域中变更为第二载波频率fc2；在第二转速区域中变更为第一载波频率fc1；在第三转速区域中变更为第二载波频率fc2之后，输出到PWM控制机构15，而使得直流交流变换机构12驱动。
另外，载波频率转换表71除了上述的转速区域和载波频率以外，还设定如图8所示的多种模式的转速和载波频率，在转速和那些模式一致时，载波频率转换机构72利用相对那些转速而预先设定在载波频率转换表71中的载波频率，输出到PWM控制机构15，驱动直流交流变换机构12。
通过利用如上所述地设定载波频率转换表71，从而可以进行DC无电刷电动机11的控制，以使转速不会等于fm＝fc×2/(3·n·m)(m为自然数)。另外，由于通过如上所述地设定载波频率转换表71，可以回避同步转速41，故可以将电动机转速上升或降低时的电动机转速得波动量抑制在所定范围之内。另外，电动机转速上升或降低时的电动机转速得波动量Δfm u、Δfm d如前所述可以表示为：
Δfm u＝2/{2/fm-3·n·(1-DUTY)/fc}-fm
Δfm d＝fm-2/{2/fm+3·n·(1-DUTY)/fc}；
具有图3所示的特性。
并且，可以进行DC无电刷电动机的控制，以使DC无电刷电动机11的最高转速为fm＝fc×2/(3·n·k)(k为自然数)或其以下。
如上所说明得，根据实施方式1的DC无电刷电动机控制装置，通过如上所述地设定载波频率转换表71，将成为DC无电刷电动机11得不稳定因素的转速和载波频率的关系数学公式化，从而即使利用低速设备，也可以容易地实现转速全范围内的稳定运转。
(实施方式2)
结合图7、图8、图9说明本发明的实施方式2。图7、图8和实施方式1相同。图9是上下支路PWM交替中断的情形，虽然是在fm＝fc×2/(3·n·m)(m为自然数)中，m＝6的情形，但是，只要m为偶数，其动作就都相同。符号和现有例相同。
转速变为不稳定的同步转速41分别存在于每一个载波频率中，同步转速41变为fr(fc)＝fc·2/(3·n·m)(m为自然数)。特别是在上下支路PWM交替中断时，如上述的发明所要解决的问题中所说明的，m为奇数时变为强共振点，所以，在fm＝fc×2/(3·n·m)(m为自然数)中，回避m变为奇数的强共振点而通过设定载波频率转换表71，可以进行DC无电刷电动机11的稳定的控制。
在这里，作为m为偶数时的一例，结合图9说明在fm＝fc·2/(3·n·m)(m为自然数)中m＝6的情形。由于在感应电压波形A、感应电压波形D、感应电压波形E时和现有例相同，零交叉点位于感应电压检测可能区域a27内，所以在控制上没有问题。
另一方面，在为感应电压波形B、感应电压波形C时，最初的电角60°区间21中的零交叉点的原来时间是Tb、Tc，但由于零交叉点位于感应电压检测可能区域a27以外，故在这个区间中，将零交叉点推定为T2。一般地，多为：T2＝(T1+T3)/2、T3-T2＝T2-T1。这样，在作为零交叉点的时间Tb、Tc存在于感应电压检测可能区域a27以外时，即使在由于电动机负荷的变动而导致感应电压波形C变为感应电压波形B的情况下，因为将零交叉点推定为时间T2，故和原来的感应电压波形没有关系而将相位角设定为φ2。
在下一电角60°区间22中也同样，相位角设定为φ2′＝φ2，但是，由于作为感应电压波形B′、感应电压波形C′的零交叉点的时间Tb′、Tc′存在于感应电压检测可能区域a27内，所以，如图9所示，在下一电角60°区间22中，通过将相位转换时间设定为相位角φ2′，从而自载波频率和转速的同步中脱离。
另外，如上所述，由于通过设定载波频率转换表71，可以回避同步转速41，故可以将转速上升或下降时的波动量抑制在所定范围之内。
因此，PWM信号为上下PWM时，在fm＝fc·2/(3·n·m)(m为自然数)中，通过特别回避m变为奇数的强共振点来设定载波频率转换表，从而即使在利用低速设备的情况下，也可以在转速全范围内容易地实现稳定的运转。
(实施方式3)
结合图7、图8和图10说明本发明的实施方式3。图7、图8和实施方式1相同。图10是表示上支路PWM中断时的动作，虽然是在fm＝fc×2/(3·n·m)(m为自然数)中m＝5的情形，但是，只要m为奇数，其动作都相同。
在上支路PWM中断时，如上述的发明所要解决的问题中所说明的，成为m为偶数时的强共振点，所以，在fm＝fc·2/(3·n·m)(m为自然数)中，通过特别回避成为m为偶数时的强共振点，设定载波频率转换表，从而进行DC无电刷电动机的稳定控制。
另外，如上所述，由于通过设定载波频率转换表71，可以回避同步转速41，故可以将转速上升或下降时的波动量抑制在所定范围之内。在这里，作为m为奇数时的一例，图10中示出m＝5的情形，但由于其内容和实施方式2相同，故省略说明。
(实施方式4)
结合图7、图8、图9说明本发明的实施方式4。图7、图8和实施方式1相同。图9是上下支路PWM交替中断的情形，是在fm＝fc×2/(3·n·k)(k为自然数)中k＝5的情形。
此时，感应电压检测可能区域a27从T1′到T2′、从T3′到T4′，扩大为4a，可以正确地进行磁极位置的检测。但是，在k＝5时，如发明所要解决的问题中所说明的，相当于强共振点，所以，在上下支路PWM交替中断时，在fm＝fc·2/(3·n·k)(k为自然数)中，最高转速为k＞5。
因此，在上下支路PWM交替中断时，在载波频率转换表71中，通过在fm＝fc·2/(3·n·k)(k为自然数)中将最高转速设定为k＞5，确保感应电压检测可能区域a27，可以实现稳定的控制，同时如实施方式1所示，通过将载波频率转换为fc1、fc2，可以提高最高转速。
(实施方式5)
结合图7、图8和图10说明本发明的实施方式5。图7、图8和实施方式5相同。图10是表示上支路PWM中断中，在fm＝fc×2/(3·n·k)(k为自然数)中，k＝5的情形。此时，感应电压检测可能区域a27从T1′到T3′、从T4′到T5′扩大为3a的期间，可以进行磁极位置的检测。
因此，在上支路PWM中断时，在载波频率转换表71中，在fm＝fc·2/(3·n·k)(k为自然数)中，通过将最高转速设定为k≥5，从而确保感应电压检测可能区域a27，可以实现稳定的控制，同时，如实施方式1所示，通过将载波频率转换为fc1、fc2，可以提高最高转速。
(发明的效果)
如上所说明的，由于本发明在由感应电压检测机构所获得的转速达到载波频率转换表中设定的转速时可以转换载波频率，故在DC无电刷电动机的转速全范围内可以实现稳定的运转，同时，在控制上不需要高速设备，故可以低价地提供本控制装置。