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1、10申请公布号CN104135165A43申请公布日20141105CN104135165A21申请号201410308911022申请日20140630H02M5/45820060171申请人南京航空航天大学地址210016江苏省南京市秦淮区御道街29号72发明人雷家兴周波秦显慧卞金梁梁莹74专利代理机构江苏圣典律师事务所32237代理人贺翔54发明名称交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器及其控制方法57摘要本发明提供了交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器及其控制方法，包括依次连接的三相交流电源、电源侧滤波电感、直流输出电路、电压型整流器、电流型逆变器、三相交流负载、直流负载侧滤波器通过。
2、并联一个直流输出电路来实现调节输出交流电压可调的功能；这种结构的控制方法采用比例积分控制法，采集系统的电压和电流信号，并产生逆变器各个开关的PWM驱动信号的实现步骤；本发明能够同时输出交流电压和直流电压，在分布式发电系统等应用场合中能够实现交/直流输出一体化运行，对减轻系统体积和重量有较大帮助；而且交流输出电压幅值既可大于又可小于交流输入电源电压幅值，突破了现有双级式矩阵变换器系统结构只能实现升压或者降压变换的局限性。51INTCL权利要求书3页说明书9页附图2页19中华人民共和国国家知识产权局12发明专利申请权利要求书3页说明书9页附图2页10申请公布号CN104135165ACN10413。
3、5165A1/3页21一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器，包括依次连接的三相交流电源、电源侧滤波电感、电压型整流器、电流型逆变器、三相交流负载、直流负载侧滤波器，所述直流负载侧滤波器包括滤波电容和滤波电感，直流负载侧滤波器的滤波电容与电流型逆变器的输出端相连接；其特征在于，还包括一个并联在电压型整流器和电流型逆变器之间的直流输出电路，所述直流输出电路包括连接到直流母线正端P的第四滤波电容C4，所述第四滤波电容C4的另一端连接第十三二极管D13的阳极；连接到直流母线正端P的第七滤波器L7与直流负载RD串联，所述直流负载RD的另一端连接第十三二极管D13的阳极；所述第十三二极管D13的阴极。
4、与第十三全控型器件V13的集电极相连，所述第十三全控型器件V13的发射极与直流母线负端相连。2根据权利要求1所述的一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器，其特征在于所述电压型整流器为常规的三相全桥PWM整流器或者常规的三相全桥PWM逆变器。3根据权利要求1或2所述的一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器，其特征在于所述电流型逆变器由六个逆阻型开关组成，每个逆阻型开关由一个全控器件和一个二极管串联构成。4一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器的控制方法，其特征在于在每个开关周期内均进行如下步骤控制过程第1步采集三相交流负载电压ULA、ULB、ULC，采集直流负载RD电压ULM2，采集。
5、三相交流电源电压USU、UGV、UGW，采集三相交流负载电流ISU、ISV、ISW；根据采集到的数据，由式1计算出三相交流负载电压幅值ULM1；第2步设定三相交流负载电压幅值的参考值为ULM1，采用第一比例积分调节器闭环控制交流电压幅值，产生电流型逆变器交流侧电流幅值给定值IIM1，其表达式为其中，KP1和KI1分别为第一比例积分调节器的比例环节和积分环节的增益，S为复频域算子；并且，依据同法，设定直流负载RD电压幅值的参考值为ULM2，采用第二比例积分调节器闭环控制直流负载电压幅值，产生流过第十三二极管D13的电流的参考值IIM2，IIM2的表达式为其中，KP2和KI2分别为第二比例积分调节。
6、器的比例环节和积分环节的增益，S为复频域算子；流过第十三二极管D13的电流同时代表了直流输出电路由变换器的直流母线上吸收的电流；第3步根据采集到的三相交流电源电压USU、USV、USW，计算出三相交流电源电压的幅值权利要求书CN104135165A2/3页3USM根据ATAN2Y,X，计算出三相交流电源电压的相角；其中，函数ATAN2Y,X表示在两相静止或者旋转坐标系下，坐标系原点与点X,Y形成的射线与横轴正方向的夹角；第4步采集到的三相交流电源电流ISU、ISV、ISW，根据ABC/DQ坐标变换计算出三相交流电源电流的D轴、Q轴的分量第5步根据第1步和第3步计算出的变量，设定Q轴电流参考值为。
7、0，根据功率守恒原则，计算三相交流电源电流D轴分量的参考值ISD并计算出直流母线电压第6步根据空间矢量调制算法计算出电流型逆变器所需的电流调制比MC和第十三个全控型器件V13的驱动信号占空比DD设定电流型逆变器电流空间矢量调制算法所需的相角信号I其中，FL1为期望的交流负载电压频率，T为时间变量；第7步采用第三比例积分调节器控制三相交流电源电流的D轴分量，产生电压型整流器交流侧D轴电流给定值URD，采用第四比例积分调节器控制三相交流电源电流的Q轴分量，产生电压型整流器交流侧Q轴电流给定值URQ，URD和URQ的计算式为权利要求书CN104135165A3/3页4其中KP3和KI3分别为第三比例。
8、积分调节器的比例环节和积分环节的增益，其中KP4和KI4分别为第四比例积分调节器的比例环节和积分环节的增益，S为复频域算子；KP3与KP4相等，KI3和KI4相等；第8步根据前面产生的变量，计算出电压型整流器电压空间矢量调制算法所需的电压调制比MV和相角信号R，计算式为第9步在获得MV、R后，采用常用的电压空间矢量调制算法产生电压型整流器的所有开关的PWM驱动信号；根据MC、I采用常用的电流空间矢量调制算法产生电流型逆变器的所有开关的PWM驱动信号；根据DD产生直流输出电路的全控器件的PWM驱动信号。权利要求书CN104135165A1/9页5交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器及其控制方法。
9、技术领域0001本发明涉及一种电能变换方法，特别涉及一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器及其控制方法。背景技术0002矩阵式变换器是一种新型的ACAC变换器，具有体积小、重量轻和工作寿命长的特点，被当作目前大量应用的双PWM变换器的替代拓扑之一，在国内外被广泛研究。双级式矩阵变换器是矩阵变换器的一种子类，包括电流型变换器CURRENTSOURCECONVERTER,CSC和电压型变换器VOLTAGESOURCECONVERTER,VSC两个部分，两个部分通过直流中间直流母线相连，但无直流储能元件。相较于传统矩阵变换器，双级式矩阵变换器具有箝位电路简单、换流控制策略容易实现等优点，在一定条。
10、件下可减少开关数量，获得了研究人员的广泛关注。0003基于双级式矩阵变换器的常规交流电能转换系统主要有两种结构，如附图1和图2所示。在附图1中，三相交流电源通过LC滤波器接到CSC的三相交流输入端，三相交流负载通过滤波电感接到VSC的三相交流输出端。在附图2中，三相交流电源通过滤波电感接到VSC的三相交流输入端，三相交流负载通过LC滤波器接到CSC的三相交流输出端。双级式矩阵变换器具有如下电压传输关系VSC的交流端电压幅值小于CSC的交流端电压幅值的0866倍。若忽略滤波电感压降，则可得到如下结论负载电压幅值小于电源电压幅值的0866倍，系统只能实现降压变换；电源电压幅值小于负载电压的0866。
11、倍，系统只能实现升压变换。发明内容0004所要解决的技术问题0005在一些工业应用场合，如在分布式发电系统中，交流负载要求变换器的输出电压幅值既能大于电源电压幅值又能小于电源电压幅值，即变换器能够同时实现升压和降压变换。0006此外，交流负载和直流负载同时存在，要求电能变换装置能够同时输出交流电压和直流电压。针对这两个问题，本发明基于双级式矩阵变换器，提出一种可输出交流电压和直流电压的系统拓扑结构及其控制方法，同时交流输出电压幅值即可大于或者小于电源电压幅值，突破了双级式矩阵变换器电压传输关系的约束。0007技术方案0008为了实现以上功能，本发明提供了一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换。
12、器，包括依次连接的三相交流电源、电源侧滤波电感、电压型整流器、电流型逆变器、三相交流负载、直流负载侧滤波器，所述直流负载侧滤波器包括滤波电容和滤波电感，直流负载侧滤波器的滤波电容与电流型逆变器的输出端相连接；0009其特征在于，还包括一个并联在电压型整流器和电流型逆变器之间的直流输出电说明书CN104135165A2/9页6路，所述直流输出电路包括0010连接到直流母线正端P的第四滤波电容C4，所述第四滤波电容C4的另一端连接第十三二极管D13的阳极；0011连接到直流母线正端P的第七滤波器L7与直流负载RD串联，所述直流负载RD的另一端连接第十三二极管D13的阳极；0012所述第十三二极管D。
13、13的阴极与第十三全控型器件V13的集电极相连，所述第十三全控型器件V13的发射极与直流母线负端相连。0013所述电压型整流器为常规的三相全桥PWM整流器或者常规的三相全桥PWM逆变器。0014所述电流型逆变器由六个逆阻型开关组成，每个逆阻型开关由一个全控器件和一个二极管串联构成。0015一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器的控制方法，其特征在于在每个开关周期内均进行如下步骤控制过程0016第1步采集三相交流负载电压ULA、ULB、ULC，采集直流负载RD电压ULM2，采集三相交流电源电压USU、UGV、UGW，采集三相交流负载电流ISU、ISV、ISW；根据采集到的数据，由式1计算出三。
14、相交流负载电压幅值ULM1；00170018第2步设定三相交流负载电压幅值的参考值为ULM1，采用第一比例积分调节器闭环控制交流电压幅值，产生电流型逆变器交流侧电流幅值给定值IIM1，其表达式为00190020其中，KP1和KI1分别为第一比例积分调节器的比例环节和积分环节的增益，S为复频域算子；并且，依据同法，设定直流负载RD电压幅值的参考值为ULM2，采用第二比例积分调节器闭环控制直流负载电压幅值，产生流过第十三二极管D13的电流的参考值IIM2，IIM2的表达式为00210022其中，KP2和KI2分别为第二比例积分调节器的比例环节和积分环节的增益，S为复频域算子；流过第十三二极管D13。
15、的电流同时代表了直流输出电路由变换器的直流母线上吸收的电流；0023第3步根据采集到的三相交流电源电压USU、USV、USW，计算出三相交流电源电压的幅值USM00240025根据ATAN2Y,X，计算出三相交流电源电压的相角；说明书CN104135165A3/9页700260027其中，函数ATAN2Y,X表示在两相静止或者旋转坐标系下，坐标系原点与点X,Y形成的射线与横轴正方向的夹角；0028第4步采集到的三相交流电源电流ISU、ISV、ISW，根据ABC/DQ坐标变换计算出三相交流电源电流的D轴、Q轴的分量00290030第5步根据第1步和第3步计算出的变量，设定Q轴电流参考值为0，根据。
16、功率守恒原则，计算三相交流电源电流D轴分量的参考值ISD00310032并计算出直流母线电压00330034第6步根据空间矢量调制算法计算出电流型逆变器所需的电流调制比MC和第十三个全控型器件V13的驱动信号占空比DD00350036设定电流型逆变器电流空间矢量调制算法所需的相角信号I00370038其中，FL1为期望的交流负载电压频率，T为时间变量；0039第7步采用第三比例积分调节器控制三相交流电源电流的D轴分量，产生电压型整流器交流侧D轴电流给定值URD，采用第四比例积分调节器控制三相交流电源电流的Q轴分量，产生电压型整流器交流侧Q轴电流给定值URQ，URD和URQ的计算式为004000。
17、41其中KP3和KI3分别为第三比例积分调节器的比例环节和积分环节的增益，其中说明书CN104135165A4/9页8KP4和KI4分别为第四比例积分调节器的比例环节和积分环节的增益，S为复频域算子；KP3与KP4相等，KI3和KI4相等；0042第8步根据前面产生的变量，计算出电压型整流器电压空间矢量调制算法所需的电压调制比MV和相角信号R，计算式为004300440045第9步在获得MV、R后，采用常用的电压空间矢量调制算法产生电压型整流器的所有开关的PWM驱动信号；根据MC、I采用常用的电流空间矢量调制算法产生电流型逆变器的所有开关的PWM驱动信号；根据DD产生直流输出电路的全控器件的P。
18、WM驱动信号。0046有益效果00471、本发明可同时输出三相交流电和直流电，适用于分布式发电系统等要求交直流输出一体化的工业应用场合；00482、本发明中，交流输出电压既可大于电源电压幅值，也可小于电源电压幅值，能够实现升降压变换，突破了现有基于双级式矩阵变换器的系统结构只能实现升压或者降压变换的局限性，拓宽了双级式矩阵变换器的运行范围。00493、通过并联一个直流输出电路来实现调节输出交流电压可调的功能，并且增加一种输出类型，整个电路的拓扑结构简单，容易实现；采用比例积分控制器对电路进行闭环控制，利用空间矢量调制算法对交流负载电压、直流负载电压以及电源电压进行控制，控制方法简单有效。附图说。
19、明0050下面结合附图和实施例对本发明进一步说明0051图1基于双级式矩阵变换器的常规交流电能转换系统电源位于电流型变换器侧，负载位于电压型变换器侧；0052图2基于双级式矩阵变换器的常规交流电能转换系统电源位于电压型变换器侧，负载位于电流型变换器侧；0053图3本发明交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器的系统结构；0054图4不同的直流输出电流与交流输出电流比值K时，交流电压传输比Q1和直流电压传输比Q2的关系；0055图5本发明交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器系统的闭环控制结构图。具体实施方式0056下面结合附图对本发明做更详细的描述0057本发明提出的系统结构如附图3所示。三相交。
20、流电源通过电源侧滤波电感接到三相电压型整流器的交流输入侧，电压型整流器的结构与普通的三相全桥PWM整流器或者三相全桥PWM逆变器的结构相同。电压型整流器和三相电流型逆变器的直流母线直接相连。电流型逆变器由六个逆阻型开关组成，每个逆阻型开关由一个全控器件和一个二极管串联说明书CN104135165A5/9页9构成。三相交流负载通过LC滤波器接到电流型逆变器的交流输出侧，其中滤波电容靠近变换器安装。一个直流输出电路由直流母线电路引出，该直流输出电路包含了一个逆阻型开关、直流负载侧LC滤波器和直流负载，其中逆阻型开关的结构与三相电流型逆变器所采用的逆阻型开关结构相同。0058该系统不是简单地将直流输。
21、出功能和交流输出功能柔和在一起，而是通过两者的有机协调，实现交流输出电压幅值既可大于又可小于交流电源电压幅值的电能变换功能，突破了现有基于双级式矩阵变换器的系统结构只能实现升压或者降压变换的局限性。0059具体的电路连接方式如下0060一种交流输出电压升/降可调的双级矩阵变换器，包括三相交流电源、电源侧滤波电感、电压型整流器、电流型逆变器、三相交流负载、交流负载侧LC滤波器、直流输出电路，其特征在于0061电压型整流器包括第一到第六全控型器件V1、V2、V3、V4、V5、V6和第一到第六二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6，第一全控型器件V1的发射极、第二全控型器件V2的集电极、第一二极管。
22、D1的阳极、第二极管D2的阴极相连并引出作为电压型整流器的U相交流输入端，第三全控型器件V3的发射极、第四全控型器件V4的集电极、第三二极管D3的阳极、第四极管D4的阴极相连并引出作为电压型整流器的V相交流输入端，第五全控型器件V5的发射极、第六全控型器件V6的集电极、第五二极管D5的阳极、第六极管D6的阴极相连并引出作为电压型整流器的W相交流输入端；0062三相交流电源包括U相交流电源UU、V相交流电源UV和W相交流电源UW，电源侧滤波电感包括第一到第三滤波电感L1、L2、L3，U相交流电源UU、V相交流电源UV、W相交流电源UW的一端相连并形成电源中性点N1，U相交流电源UU的另一端接到第。
23、一滤波电感L1的一端，第一滤波电感L1的另一端接到电压型整流器的U相交流输入端，V相交流电源UV的另一端接到第二滤波电感L2的一端，第二滤波电感L2的另一端接到电压型整流器的V相交流输入端，W相交流电源UW的另一端接到第三滤波电感L3的一端，第三滤波电感L3的另一端接到电压型整流器的W相交流输入端；0063电流型逆变器包括第七到第十二全控型器件V7、V8、V9、V10、V11、V12和第七到第十二二极管D7、D8、D9、D10、D11、D12，第七全控型器件V7的集电极和第七二极管D7的阴极相连，第七全控型器件V7的发射极和第八二极管D8的阳极相连并引出作为A相交流输出端，第八二极管D8的阴极。
24、和第八全控型器件V8的集电极相连，第九全控型器件V9的集电极和第九二极管D9的阴极相连，第九全控型器件V9的发射极和第十二极管D10的阳极相连并引出作为B相交流输出端，第十二极管D10的阴极和第十全控型器件V10的集电极相连，第十一全控型器件V11的集电极和第十一二极管D11的阴极相连，第十一全控型器件V11的发射极和第十二二极管D12的阳极相连并引出作为C相交流输出端，第十二二极管D12的阴极和第十二全控型器件V12的集电极相连；0064三相交流负载包括A相交流负载RA、B相交流电源RB和C相交流电源RC，交流负载侧LC滤波器包括第四到第六滤波电感L4、L5、L6和第一到第三滤波电容C1、C。
25、2、C3，A相交流负载RA、B相交流负载RB、C相交流负载RC、第一滤波电容C1、第二滤波电容C2、第三滤波电容C3的一端相连并形成负载中性点N2，A相交流负载RA的说明书CN104135165A6/9页10另一端接到第四滤波电感L4的一端，第四滤波电感L4的另一端接到电流型逆变器的A相交流输出端，第一滤波电容C1的另一端接到电流型逆变器的A相交流输出端，B相交流负载RB的另一端接到第五滤波电感L5的一端，第五滤波电感L5的另一端接到电流型逆变器的B相交流输出端，第二滤波电容C2的另一端接到电流型逆变器的B相交流输出端，C相交流负载RC的另一端接到第六滤波电感L6的一端，第六滤波电感L6的另一。
26、端接到电流型逆变器的C相交流输出端，第三滤波电容C3的另一端接到电流型逆变器的C相交流输出端；0065第一全控型器件V1的集电极、第一二极管D1的阴极、第三全控型器件V3的集电极、第三二极管D3的阴极、第五全控型器件V5的集电极、第五二极管D5的阴极、第七二极管D7的阳极、第九二极管D9的阳极、第十一二极管D11的阳极相连并形成直流母线正端P；第二全控型器件V2的发射极、第二二极管D2的阳极、第四全控型器件V4的发射极、第四二极管D4的阳极、第六全控型器件V6的发射极、第六二极管D6的阳极、第八全控型器件V8的发射极、第十全控型器件V10的发射极、第十二全控型器件V12的发射极相连并形成直流母。
27、线负端N；0066直流输出电路包括第十三全控型器件V13、第十三二极管D13、直流负载RD、直流负载侧LC滤波器；第十三全控型器件V13的发射极与直流母线负端N相连，第十三全控型器件V13的集电极与第十三二极管D13的阴极相连；直流负载侧LC滤波器包括第七滤波电感L7和第四滤波电容C4，第四滤波电容C4的一端接到直流母线正端P，第四滤波电容的另一端接到第十三二极管D13的阳极，直流负载RD的一端和第七滤波电感L7的一端相连，第七滤波电感的另一端和直流母线正端P相连，直流负载RD的另一端和第十三二极管D13的阳极相连。0067下面对该系统交流输出电压升/降可调的功能予以说明。定义电流型逆变器交流。
28、输出电流即附图3中的IIA、IIB、IIC的幅值为IIM1，交流负载电压即附图3中的ULA、ULB、ULC的幅值为ULM1，直流输出电路由直流母线吸收的电流为IIM2，直流负载电压的幅值为ULM2，电压型整流器输出的直流母线电流为IDC，直流母线电压为UDC，电源电流即附图3中的ISU、ISV、ISW的幅值为ISM，电源电压即附图3中的USU、USV、USW的幅值为USM。这些变量均为一个开关周期内的平均值，其参考方向如图3所示。0068定义电流型逆变器的电流调制比为MC，其表达式为0069MCIIM1/IDC10070直流输出电路的全控器件V13的导通占空比为DD，则由图可知0071DDII。
29、M2/IDC20072为最大化电压传输比，可以在一个开关周期内，令电流型逆变器的开关和直流输出电路的开关交替导通。则有0073MCDD130074当变换器的开关频率较高时，滤波元件的值很小，其产生的压降和电流均可忽略。根据有功功率守恒原则有00750076其中，等号左边为直流母线传输的有功功率，亦是电压型整流器发出的有功功率；说明书CN104135165A107/9页11等号右边第一项为三相交流负载有功功率；等号右边第二项为直流负载有功功率。根据式14可得直流母线电压的表达式为00770078在实际情况中应保持电压型整流器处于线性调制区域，否则电源电流和负载电压波形将发生畸变，此时电源电压幅值。
30、应满足00790080根据5和6可知，系统可正常工作的条件为00810082定义三相交流电压传输比Q1ULM1/USM，当Q1小于1时表明变换器实现了降压变换；当Q1大于1时表明变换器实现了降压变换。同时定义直流电压传输比Q2ULM2/USM，直流输出电流与交流输出电流之比为KIIM2/IIM1。则由式7可知00830084由式8可得不同参数K时Q1和Q2的关系，如附图4所示，图中线性调制区域为不等式8成立的区域，过调制区域则表示式8不成立的区域。由此可知，在不同的K下，当Q2大于某一值图中黑点表示时，Q1属于0,内的任何值均可保证变换器处于线性调制区，根据Q1的定义可知，交流电压幅值即可大于。
31、电源电压幅值又可小于电源电压幅值，从而可实现升压和降压变换。特别的，当K越大时，即直流输出电流IIM2越大于三相交流输出电流IIM1时，较小的Q2就能保证Q1可在0，范围为变化。因此，通过配合直流输出的电压和电流，可实现交流输出电压的升压和降压控制，从而突破了现有基于双级式矩阵变换器的系统结构只能实现升压或者降压变换的局限性。0085从上述原理分析还可得到本系统的控制方法，如附图5所示。控制方法包括三部分交流负载电压幅值闭环控制、直流负载电压闭环控制、电源电流闭环控制。对于交流负载电压幅值闭环控制采集实际的三相交流负载电压ULA、ULB、ULC，计算出三相交流电压幅值ULM100860087设。
32、定交流负载电压幅值的参考值为ULM1，采用一个比例积分控制器调节ULM1和ULM1的差值，产生电流型逆变器交流输出电流幅值参考值IIM1。对于直流负载电压闭环控制采集实际的直流负载电压ULM2，设定直流负载电压的参考值为ULM2，采用另一个比例积分控制器调节ULM2和ULM2的差值，产生直流输出电流的参考值IIM2。0088根据上述变量，由式1式5可计算出MC、DD、UDC，分别如式1012所示0089说明书CN104135165A118/9页12009000910092对于电源电流闭环控制采集三相电源电压USU、USV、USW，通过三相静止坐标系到极坐标系的坐标变换ABC/POLAR计算出电。
33、源电压幅值USM00930094以及相角S00950096其中，函数ATAN2Y,X表示在两相静止或者旋转坐标系下，坐标系原点与点X,Y形成的射线与横轴正方向的夹角。采集三相电源电流ISU、ISV、ISW，通过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换ABC/DQ，计算出实际的电源电流DQ分量ISD和ISQ00970098ISD为有功电流，代表了电源发出的有功功率大小，ISQ为无功电流，代表了电源发出的无功功率大小。设定Q轴电流的参考值ISQ为0，表示期望电源单位功率因数运行。从而电源电流的幅值和D轴电流分量应相等，即0099ISMISD160100根据功率守恒原则，电源发出的有功功率和负载的有。
34、功功率应相等，则有01010102从而可计算出D轴电源电流的参考值ISD01030104采用第三个比例积分控制器对ISD和ISD的偏差进行调节，产生电压型整流器交流侧D轴电压分量参考值URD。采用第四个比例积分控制器对ISQ和ISQ的偏差进行调节，产生电压型整流器交流侧Q轴电压分量参考值URQ。由此可算出电压型整流器的调制比MV和整流器交流输入电压矢量的相角R0105说明书CN104135165A129/9页1301060107其中，UDC由式12算出，S由式14算出。0108设定电流型逆变器三相交流输出电流矢量的相角为I，由于I代表了三相交流输出电流矢量的频率，即I决定了三相交流负载电压的频率，因此将I设定为01090110其中，FL1为期望的三相交流负载电压频率，T为时间变量。在获得MV、R后，可采用常用的电压空间矢量调制算法产生电压型整流器的所有开关的PWM驱动信号，根据MC、I可采用常用的电流空间矢量调制算法产生电流型逆变器的所有开关的PWM驱动信号，根据DD可产生直流输出电路的全控器件V13的PWM驱动信号。说明书CN104135165A131/2页14图1图2图3说明书附图CN104135165A142/2页15图4图5说明书附图CN104135165A15。