信号同步方法、接收端及系统.pdf

本发明公开了一种下行链路的时域联合同步方法、接收端及系统，属于通信领域。所述方法包括：从接收到的时域信号中获取待分析序列y；对待分析序列y进行α倍降采样后进行定时初估计；对待分析序列y按照利用定时初估计获得的整数倍频偏估计值进行频偏补偿后进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值对待分析序列y按照整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，利用初定时位置所估计的位置区间与主同步序列进行定时再估计，获得精确定时位置。本发明解决了现有同步和频偏估计方法的效率低和耗时长，达到了降低运算复杂度，定时同步的结果和频偏估计的结果可以互为结合来实现快速地完成同步的效果。

1.  一种信号同步方法，用于接收端中，其特征在于，所述方法包括：
从接收到的时域信号中获取待分析序列y；
对所述待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，根据所述降采样序列和n个不同的预设整数倍频偏候选值进行定时初估计，确定初定时位置T_coarse、整数倍频偏估计值和与所述待分析序列y所对应的主同步序列；
对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值进行频偏补偿后，利用所述初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值
对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据所述初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行定时再估计，获得精确定时位置T_fine；
其中，所述n为大于等于1的正整数。

2.  根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获得精确定时位置T_fine之后，还包括：
根据所述精确定时位置T_fine在所述待分析序列y中提取待分析辅序列段；
将所述待分析辅序列段按照所述整数倍频偏估计值和所述小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据互相关运算确定与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列和无线数据帧的定时位置；
其中，m为大于等于1的正整数。

3.  根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述将所述待分析辅序列段按照所述整数倍频偏估计值和所述小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据互相关运算确定与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列和无线数据帧的定时位置之后，还包括：
根据所述待分析辅序列段和与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列进行频偏再估计，重新获得小数倍频偏估计值并将所述整数倍频偏估计值和所述重新获得的小数倍频偏估计值作为最终频偏估计值。

4.  根据权利要求1至3任一所述的方法，其特征在于，所述从接收到的时域信号中获取待分析序列y，包括：
从接收到的时域信号中通过滑动窗截取出采样率为最大带宽采样率的、长度为N_buffer的序列；
将所述长度为N_buffer的序列进行窄带滤波，获得位于发送带宽的中心位置且带宽为预定值的序列作为待分析序列y；
其中，所述N_buffer属于（半个无线帧长度，半个无线帧长度+1个符号长度），所述预定值属于[1.08MHz，1.25MHz]。

5.  根据权利要求1至3任一所述的方法，其特征在于，所述对所述待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，根据所述降采样序列和n个不同的预设整数倍频偏候选值进行定时初估计，确定初定时位置T_coarse、整数倍频偏估计值和与所述待分析序列y所对应的主同步序列，包括：
对所述待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，所述α的数值为2的n次方；
将所述降采样序列按照n个不同的预设整数倍频偏候选值进行频偏补偿，获得n个整数倍频偏补偿后的降采样序列；
将所述n个整数倍频偏补偿后的降采样序列与所述接收端生成的k个时域的主同步序列进行互相关运算，得到k*n个互相关结果序列；
确定每个互相关结果序列中的最大元素max_i和与每个最大元素max_i对应的位置d_i；
从k*n个最大元素max_i中选择出数值最大的一个记为最大元素max；
检测所述最大元素max是否大于预定阈值P_th；
若检测结果为所述最大元素max大于预定阈值P_th，则将所述最大元素max所对应的位置d_i作为初定时位置T_coarse，将所述最大元素max所属的互相关结果序列所对应的预设整数倍频偏候选值作为所述整数倍频偏估计值将所述最大元素max所属的互相关结果序列所对应的主同步序列作为与所述待分析序列y所对应的主同步序列；
其中，k为大于等于1的正整数。

6.  根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述将所述n个整数倍频偏补偿后的降采样序列与所述接收端生成的k个时域的主同步序列进行互相关运算，得到k*n个互相关结果序列，包括：
设整数倍频偏补偿后的降采样序列为y_compensate，时域的主同步序列为pss_time_downsampling，则根据下述分块互相关公式进行互相关运算：
P(d)=Σm=1M|Σn=(m-1)LmL-1(ycompensate(n+d)pss_time_downsampling*(n))|2,(N=ML)]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号。

7.  根据权利要求1至3任一所述的方法，其特征在于，所述对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值进行频偏补偿后，利用所述初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值包括：
对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析序列y；
利用所述初定时位置T_coarse在所述频偏补偿后的待分析序列y中提取待分析主序列段Rx_rss；
将所述待分析主序列段Rx_Pss与所述确定的主同步序列LocalPss按照如下公式进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值
ϵf=M2πarg{Σm=1M-1[Σn=N(m-1)/MNm/M-1(Rx_Pss(n)LocalPss*(n))]*[Σn=Nm/MN(m+1)/M-1(Rx_Pss(n)LocalPss*(n))]}]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号。

8.  根据权利要求1至3任一所述的方法，其特征在于，所述对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据所述初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行定时再估计，获得精确定时位置T_fine，包括：
对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析序列y；
利用所述初定时位置T_coarse在所述频偏补偿后的待分析序列y中确定出位置区间[T_coarse-R，T_coarse+R]；
根据所述位置区间在所述频偏补偿后的待分析序列y中划分出2R+1个数据序列Rx_Search；
将所述2R+1个数据序列Rx_Search与所述确定的主同步序列LocalPss进行互相关运算，得到2R+1个互相关结果序列；
确定每个互相关结果序列中的最大元素pmax_i和与每个最大元素pmax_i对应的位置pd_i；
从2R+1个最大元素pmax_i中选择出数值最大的一个记为最大元素pmax；
将所述最大元素pmax所对应的位置pd_i作为精确定时位置T_fine；
其中，R为大于等于1的正整数。

9.  根据权利要求2或3任一所述的方法，其特征在于，所述根据所述精确定时位置T_fine在所述待分析序列y中提取待分析辅序列段，包括：
根据主同步序列和辅同步序列之间的定时关系和所述精确定时位置T_fine计算待分析辅序列端的起始位置T_SSS：
T_SSS=T_fine-L_符号-L_循环CP；
判断所述起始位置T_SSS是否位于所述待分析序列y中；
若判断结果为所述起始位置T_SSS位于所述待分析序列y中，则根据所述起始位置T_SSS提取待分析辅序列段；
若判断结果为所述起始位置T_SSS位于所述待分析序列y之外，则重新计算所述起始位置T_SSS：
T_SSS=T_fine-L_符号-L_循环CP+L_{半个无线帧}；
根据重新计算的所述起始位置T_SSS提取待分析辅序列段；
其中，T_fine为与所述待分析序列y对应的主同步序列的起始位置的序号；L_符号为符号的长度；L_循环CP为循环前缀的长度；L_{半个无线帧}为半个无线数据帧的长度。

10.  根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述将所述待分析辅序列段按照所述整数倍频偏估计值和所述小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据互相关运算确定与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列和无线数据帧的定 时位置，包括：
将所述待分析辅序列段按照所述整数倍频偏估计值和所述小数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析辅序列段Rx_Sss；
将所述频偏补偿后的待分析辅序列段Rx_Sss与所述接收端生成的m个时域的辅同步序列做互相关运算，得到m个互相关运算结果序列；
确定每个互相关结果序列中的最大元素smax_i和与每个最大元素smax_i对应的位置sd_i；
从m个最大元素smax_i中选择出数值最大的一个记为最大元素smax；
将所述最大元素smax所对应的辅同步序列作为与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列；
根据所述与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列的类型和所述最大元素smax所对应的位置sd_i确定无线数据帧的定时位置；
其中，m为大于等于1的正整数。

11.  根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据所述待分析辅序列段和与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列进行频偏再估计，重新获得小数倍频偏估计值并将所述整数倍频偏估计值和所述重新获得的小数倍频偏估计值作为最终频偏估计值，包括：
设所述待分析辅序列段Rx_Sss，与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列为LocalSss，根据如下公式重新计算小数倍频偏估计值
ϵf=M2πarg{Σm=1M-1[Σn=N(m-1)/MNm/M-1(Rx_Sss(n)LocalSss*(n))]*[Σn=Nm/MN(m+1)/M-1(Rx_Sss(n)LocalSss*(n))]}]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号；
将所述整数倍频偏估计值和所述重新获得的小数倍频偏估计值作为最终频偏估计值。

12.  一种接收端，其特征在于，所述接收端，包括：
序列获取模块，用于从接收到的时域信号中获取待分析序列y；
定时初估计模块，用于对所述序列获取模块获取到的所述待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，根据所述降采样序列和n个不同的预设整数 倍频偏候选值进行定时初估计，确定初定时位置T_coarse、整数倍频偏估计值和与所述待分析序列y所对应的主同步序列；
频偏初估计模块，用于对所述序列获取模块获取到的待分析序列y按照所述定时初估计模块确定的所述整数倍频偏估计值进行频偏补偿后，利用所述定时初估计模块确定的所述初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值
定时再估计模块，用于对所述序列获取模块获取到的待分析序列y按照所述定时初估计模块确定的整数倍频偏估计值和所述频偏初估计模块确定的小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据所述定时初估计模块确定的初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行定时再估计，获得精确定时位置T_fine；
其中，所述n为大于等于1的正整数。

13.  根据权利要求12所述的接收端，其特征在于，所述接收端，还包括：
辅序列段提取模块和辅同步序列检测模块；
所述辅序列段提取模块，用于根据所述定时再估计模块确定的精确定时位置T_fine在所述待分析序列y中提取待分析辅序列段；
所述辅同步序列检测模块，用于将所述辅序列提取模块提取到的待分析辅序列段按照所述定时初估计模块确定的整数倍频偏估计值和所述频偏初估计模块确定的小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据互相关运算确定与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列和无线数据帧的定时位置；
其中，m为大于等于1的正整数。

14.  根据权利要求13所述的接收端，其特征在于，所述接收端，还包括：
频偏再估计模块；
所述频偏再估计模块，用于根据所述辅序列段提取模块提取到的待分析辅序列段和所述辅同步序列检测模块确定的与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列进行频偏再估计，重新获得小数倍频偏估计值并将所述定时初估计模块确定的整数倍频偏估计值和所述重新获得的小数倍频偏估计值作为最终频偏估计值。

15.  根据权利要求12至14任一所述的接收端，其特征在于，所述序列获取模块，包括：
滑动截取单元和窄带滤波单元；
所述滑动截取单元，用于从接收到的时域信号中通过滑动窗截取出采样率为最大带宽采样率的、长度为N_buffer的序列；
所述窄带滤波单元，用于将所述滑动截取单元截取出的长度为N_buffer的序列进行窄带滤波，获得位于发送带宽的中心位置且带宽为预定值的序列作为待分析序列y；
其中，所述N_buffer属于（半个无线帧长度，半个无线帧长度+1个符号长度），所述预定值属于[1.08MHz，1.25MHz]。

16.  根据权利要求12至14任一所述的接收端，其特征在于，所述定时初估计模块，包括：
降采样单元、候选频偏补偿单元、互相关运算单元、位置确定单元、最大选择单元、最大检测单元和初估计单元；
所述降采样单元，用于对所述待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，所述α的数值为2的n次方；
所述候选频偏补偿单元，用于将所述降采样单元采样到的降采样序列按照n个不同的预设整数倍频偏候选值进行频偏补偿，获得n个整数倍频偏补偿后的降采样序列；
所述互相关运算单元，用于将所述候选频偏补偿单元获得的n个整数倍频偏补偿后的降采样序列与所述接收端生成的k个时域的主同步序列进行互相关运算，得到k*n个互相关结果序列；
所述位置确定单元，用于确定所述互相关运算单元得到的每个k*n个互相关结果序列中的最大元素max_i和与每个最大元素max_i对应的位置d_i；
所述最大选择单元，用于从所述位置确定单元确定的k*n个最大元素max_i中选择出数值最大的一个记为最大元素max；
所述最大检测单元，用于检测所述最大元素max是否大于预定阈值P_th；
所述初估计单元，用于若所述最大检测单元的检测结果为所述最大元素max大于预定阈值P_th，则将所述最大元素max所对应的位置d_i作为初定时位置T_coarse， 将所述最大元素max所属的互相关结果序列所对应的预设整数倍频偏候选值作为所述整数倍频偏估计值将所述最大元素max所属的互相关结果序列所对应的主同步序列作为与所述待分析序列y所对应的主同步序列；
其中，k为大于等于1的正整数。

17.  根据权利要求16所述的接收端，其特征在于，所述互相关运算单元，具体用于设整数倍频偏补偿后的降采样序列为y_compensate，时域的主同步序列为pss_time_downsampling，则根据下述分块互相关公式进行互相关运算：
P(d)=Σm=1M|Σn=(m-1)LmL-1(ycompensate(n+d)pss_time_downsampling*(n))|2,(N=ML)]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号。

18.  根据权利要求12至14任一所述的接收端，其特征在于，所述频偏初估计模块，包括：
整数补偿单元、主序列段提取单元和频偏初估计单元；
所述整数补偿单元，用于对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析序列y；
所述主序列段提取单元，用于利用所述初定时位置T_coarse在所述整数补偿单元频偏补偿后的待分析序列y中提取待分析主序列段Rx_rss；
所述频偏初估计单元，用于将所述主序列段提取单元提取到的待分析主序列段Rx_Pss与所述确定的主同步序列LocalPss按照如下公式进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值
ϵf=M2πarg{Σm=1M-1[Σn=N(m-1)/MNm/M-1(Rx_Pss(n)LocalPss*(n))]*[Σn=Nm/MN(m+1)/M-1(Rx_Pss(n)LocalPss*(n))]}]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号。

19.  根据权利要求12至14任一所述的接收端，其特征在于，所述定时再估计模块，包括：
小数倍补偿单元、区间确定单元、序列划分单元、互相关计算单元、元素 确定单元、元素选择单元和定时再估计单元；
所述小数倍补偿单元，用于对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析序列y；
所述区间确定单元，用于利用所述初定时位置T_coarse在所述小数倍补偿单元频偏补偿后的待分析序列y中确定出位置区间[T_coarse-R，T_coarse+R]；
所述序列划分单元，用于根据所述区间确定单元确定的位置区间在所述频偏补偿后的待分析序列y中划分出2R+1个数据序列Rx_Search；
所述互相关计算单元，用于将所述2R+1个数据序列Rx_Search与所述确定的主同步序列LocalPss进行互相关运算，得到2R+1个互相关结果序列；
所述元素确定单元，用于确定所述互相关计算单元得到的每个互相关结果序列中的最大元素pmax_i和与每个最大元素pmax_i对应的位置pd_i；
所述元素选择单元，用于从2R+1个最大元素pmax_i中选择出数值最大的一个记为最大元素pmax；
所述定时再估计单元，用于将所述最大元素pmax所对应的位置pd_i作为精确定时位置T_fine；
其中，R为大于等于1的正整数。

20.  根据权利要求13或14任一所述的接收端，其特征在于，所述辅序列段提取模块，包括：
第一计算单元、位置判断单元、第一提取单元、第二计算单元和第二提取单元；
所述第一计算单元，用于根据主同步序列和辅同步序列之间的定时关系和所述精确定时位置T_fine计算待分析辅序列端的起始位置T_SSS：
T_SSS=T_fine-L_符号-L_循环CP；
所述位置判断单元，用于判断所述起始位置T_SSS是否位于所述待分析序列y中；
所述第一提取单元，用于若判断结果为所述起始位置T_SSS位于所述待分析序列y中，则根据所述起始位置T_SSS提取待分析辅序列段；
所述第二计算单元，用于若判断结果为所述起始位置T_SSS位于所述待分析序列y之外，则重新计算所述起始位置T_SSS：
T_SSS=T_fine-L_符号-L_循环CP+L_{半个无线帧}；
所述第二提取单元，用于根据重新计算的所述起始位置T_SSS提取待分析辅序列段；
其中，T_fine为与所述待分析序列y对应的主同步序列的起始位置的序号；L_符号为符号的长度；L_循环CP为循环前缀的长度；L_{半个无线帧}为半个无线数据帧的长度。

21.  根据权利要求20所述的接收端，其特征在于，所述辅同步序列检测模块，包括：
辅序列补偿单元、辅序列补偿单元、相关确定单元、相关选择单元、辅序列确定单元和数据帧定时单元；
所述辅序列补偿单元，用于将所述待分析辅序列段按照所述整数倍频偏估计值和所述小数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析辅序列段Rx_Sss；
所述辅序列补偿单元，用于将所述频偏补偿后的待分析辅序列段Rx_Sss与所述接收端生成的m个时域的辅同步序列做互相关运算，得到m个互相关运算结果序列；
所述相关确定单元，用于确定每个互相关结果序列中的最大元素smax_i和与每个最大元素smax_i对应的位置sd_i；
所述相关选择单元，用于从m个最大元素smax_i中选择出数值最大的一个记为最大元素smax；
所述辅序列确定单元，用于将所述最大元素smax所对应的辅同步序列作为与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列；
所述数据帧定时单元，用于根据所述与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列的类型和所述最大元素smax所对应的位置sd_i确定无线数据帧的定时位置；
其中，m为大于等于1的正整数。

22.  根据权利要求14所述的接收端，其特征在于，所述频偏再估计模块，具体用于设所述待分析辅序列段Rx_Sss，与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列为LocalSss，根据如下公式重新计算小数倍频偏估计值
ϵf=M2πarg{Σm=1M-1[Σn=N(m-1)/MNm/M-1(Rx_Sss(n)LocalSss*(n))]*[Σn=Nm/MN(m+1)/M-1(Rx_Sss(n)LocalSss*(n))]}]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号；
将所述整数倍频偏估计值和所述重新获得的小数倍频偏估计值作为最终频偏估计值。

23.  一种通信系统，其特征在于，所述通信系统包括基站和至少一个接收端，
所述接收端为如权利要求12至22任一所述的接收端。

信号同步方法、接收端及系统
技术领域
本发明涉及通信领域，特别涉及一种下行链路的时域联合同步方法、接收端及系统。
背景技术
LTE（Long Term Evolution，长期演进）系统是一种在物理层采用OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用）多载波调制技术的通信系统。OFDM技术的基本原理是将高速串行数据流转变成N路低速率的数据流并行传输，各个数据流由具有正交区分性的子载波承载，能够有效地对抗频率选择性衰落并显著提高系统吞吐量。但对于OFDM技术，定时偏差和频率偏差都有可能使系统性能极度恶化。因此，定时同步和频率同步是LTE系统必须要解决的理论和实际问题。
定时同步可以分为无线数据帧定时同步、OFDM符号块同步和抽样时钟同步。本文中主要涉及无线数据帧定时同步和OFDM符号块同步，OFDM符号块包括有循环前缀（CP）和有用数据信息组成，OFDM符号块同步就是要确定OFDM符号块中有用数据信息的起始时刻。其中，定时的偏移会引起子载波的相位旋转，这可以用傅里叶变换的性质来解释：时域的偏移对应于频域的相位旋转。如果定时的偏移量与信道最大时延扩展的长度小于循环前缀的长度，此时，子载波之间的正交性仍然成立，没有ISI（Inter-symbol Interference，符号块间干扰）和ICI（inter-carrier interference，子载波间干扰）；但是如果定时的偏移量与信道最大时延扩展的长度大于循环前缀的长度，就会破坏子载波之间的正交性，导致ISI和ICI，严重降低系统性能。
另一方面，载波频率偏差简称频偏，主要是由发送端和接收端在本地的载波频率之间的偏差、多普勒频移等引起的。整数倍载波频偏不会引起ICI，但是会导致接收端解调出来的信息符号的错误概率为50%；小数倍载波频偏破坏子载波间的正交性，会引起ICI。为了使得发送端和接收端的载波频率同步，首先 需要进行频偏估计，然后再进行频偏补偿。
在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术至少存在以下问题：由于LTE相关协议只定义上行发送端的各种规范，并不定义下行接收端的具体实现，所以随着同步技术的发展，已经涌现出来非常多、各不相同的定时同步和频偏估计方法。现有的一些定时同步和频偏估计方法，虽然具有较高的同步精确度，但是大多存在着耗时较长的缺点。其中耗时较长的主要原因是，这些定时同步和频偏估计方法采用了非常大的计算量来进行相关运算。
发明内容
为了解决现有定时同步和频偏估计方法在获得较高的同步精确度时需要进行非常大的计算量，导致耗时较长的问题，本发明实施例提供了一种信号同步方法、接收端和系统。所述技术方案如下：
根据本发明的第一方面，提供了一种信号同步方法，用于接收端中，所述方法包括：
从接收到的时域信号中获取待分析序列y；
对所述待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，根据所述降采样序列和n个不同的预设整数倍频偏候选值进行定时初估计，确定初定时位置T_coarse、整数倍频偏估计值和与所述待分析序列y所对应的主同步序列；
对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值进行频偏补偿后，利用所述初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值
对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据所述初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行定时再估计，获得精确定时位置T_fine；
其中，所述n为大于等于1的正整数。
进一步地，所述获得精确定时位置T_fine之后，还包括：
根据所述精确定时位置T_fine在所述待分析序列y中提取待分析辅序列段；
将所述待分析辅序列段按照所述整数倍频偏估计值和所述小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据互相关运算确定与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列和无线数据帧的定时位置；
其中，m为大于等于1的正整数。
进一步地，所述将所述待分析辅序列段按照所述整数倍频偏估计值和所述小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据互相关运算确定与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列和无线数据帧的定时位置之后，还包括：
根据所述待分析辅序列段和与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列进行频偏再估计，重新获得小数倍频偏估计值并将所述整数倍频偏估计值和所述重新获得的小数倍频偏估计值作为最终频偏估计值。
进一步地，所述从接收到的时域信号中获取待分析序列y，包括：
从接收到的时域信号中通过滑动窗截取出采样率为最大带宽采样率的、长度为N_buffer的序列；
将所述长度为N_buffer的序列进行窄带滤波，获得位于发送带宽的中心位置且带宽为预定值的序列作为待分析序列y；
其中，所述N_buffer属于（半个无线帧长度，半个无线帧长度+1个符号长度），所述预定值属于[1.08MHz，1.25MHz]。
进一步地，所述对所述待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，根据所述降采样序列和n个不同的预设整数倍频偏候选值进行定时初估计，确定初定时位置T_coarse、整数倍频偏估计值和与所述待分析序列y所对应的主同步序列，包括：
对所述待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，所述α的数值为2的n次方；
将所述降采样序列按照n个不同的预设整数倍频偏候选值进行频偏补偿，获得n个整数倍频偏补偿后的降采样序列；
将所述n个整数倍频偏补偿后的降采样序列与所述接收端生成的k个时域的主同步序列进行互相关运算，得到k*n个互相关结果序列；
确定每个互相关结果序列中的最大元素max_i和与每个最大元素max_i对应的位置d_i；
从k*n个最大元素max_i中选择出数值最大的一个记为最大元素max；
检测所述最大元素max是否大于预定阈值P_th；
若检测结果为所述最大元素max大于预定阈值P_th，则将所述最大元素max所对应的位置d_i作为初定时位置T_coarse，将所述最大元素max所属的互相关结果 序列所对应的预设整数倍频偏候选值作为所述整数倍频偏估计值将所述最大元素max所属的互相关结果序列所对应的主同步序列作为与所述待分析序列y所对应的主同步序列；
其中，k为大于等于1的正整数。
进一步地，所述将所述n个整数倍频偏补偿后的降采样序列与所述接收端生成的k个时域的主同步序列进行互相关运算，得到k*n个互相关结果序列，包括：
设整数倍频偏补偿后的降采样序列为y_compensate，时域的主同步序列为pss_time_downsampling，则根据下述分块互相关公式进行互相关运算：
P(d)=Σm=1M|Σn=(m-1)LmL-1(ycompensate(n+d)pss_time_downsampling*(n))|2,(N=ML)]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号。
进一步地，所述对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值进行频偏补偿后，利用所述初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值包括：
对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析序列y；
利用所述初定时位置T_coarse在所述频偏补偿后的待分析序列y中提取待分析主序列段Rx_rss；
将所述待分析主序列段Rx_Pss与所述确定的主同步序列LocalPss按照如下公式进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值
ϵf=M2πarg{Σm=1M-1[Σn=N(m-1)/MNm/M-1(Rx_Pss(n)LocalPss*(n))]*[Σn=Nm/MN(m+1)/M-1(Rx_Pss(n)LocalPss*(n))]}]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号。
进一步地，所述对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据所述初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行定时再估计，获得精确定时位置T_fine，包括：
对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析序列y；
利用所述初定时位置T_coarse在所述频偏补偿后的待分析序列y中确定出位置区间[T_coarse-R，T_coarse+R]；
根据所述位置区间在所述频偏补偿后的待分析序列y中划分出2R+1个数据序列Rx_Search；
将所述2R+1个数据序列Rx_Search与所述确定的主同步序列LocalPss进行互相关运算，得到2R+1个互相关结果序列；
确定每个互相关结果序列中的最大元素pmax_i和与每个最大元素pmax_i对应的位置pd_i；
从2R+1个最大元素pmax_i中选择出数值最大的一个记为最大元素pmax；
将所述最大元素pmax所对应的位置pd_i作为精确定时位置T_fine；
其中，R为大于等于1的正整数。
进一步地，所述根据所述精确定时位置T_fine在所述待分析序列y中提取待分析辅序列段，包括：
根据主同步序列和辅同步序列之间的定时关系和所述精确定时位置T_fine计算待分析辅序列端的起始位置T_SSS：
T_SSS=T_fine-L_符号-L_循环CP；
判断所述起始位置T_SSS是否位于所述待分析序列y中；
若判断结果为所述起始位置T_SSS位于所述待分析序列y中，则根据所述起始位置T_SSS提取待分析辅序列段；
若判断结果为所述起始位置T_SSS位于所述待分析序列y之外，则重新计算所述起始位置T_SSS：
T_SSS=T_fine-L_符号-L_循环CP+L_{半个无线帧}；
根据重新计算的所述起始位置T_SSS提取待分析辅序列段；
其中，T_fine为与所述待分析序列y对应的主同步序列的起始位置的序号；L_符号为符号的长度；L_循环CP为循环前缀的长度；L_{半个无线帧}为半个无线数据帧的长度。
进一步地，所述将所述待分析辅序列段按照所述整数倍频偏估计值和所述小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据互相关运算确定与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列和无线数据帧的定时位置，包括：
将所述待分析辅序列段按照所述整数倍频偏估计值和所述小数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析辅序列段Rx_Sss；
将所述频偏补偿后的待分析辅序列段Rx_Sss与所述接收端生成的m个时域的辅同步序列做互相关运算，得到m个互相关运算结果序列；
确定每个互相关结果序列中的最大元素smax_i和与每个最大元素smax_i对应的位置sd_i；
从m个最大元素smax_i中选择出数值最大的一个记为最大元素smax；
将所述最大元素smax所对应的辅同步序列作为与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列；
根据所述与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列的类型和所述最大元素smax所对应的位置sd_i确定无线数据帧的定时位置；
其中，m为大于等于1的正整数。
进一步地，所述根据所述待分析辅序列段和与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列进行频偏再估计，重新获得小数倍频偏估计值并将所述整数倍频偏估计值和所述重新获得的小数倍频偏估计值作为最终频偏估计值，包括：
设所述待分析辅序列段Rx_Sss，与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列为LocalSss，根据如下公式重新计算小数倍频偏估计值
ϵf=M2πarg{Σm=1M-1[Σn=N(m-1)/MNm/M-1(Rx_Sss(n)LocalSss*(n))]*[Σn=Nm/MN(m+1)/M-1(Rx_Sss(n)LocalSss*(n))]}]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号；
将所述整数倍频偏估计值和所述重新获得的小数倍频偏估计值作为最终频偏估计值。
根据本发明的第二方面，提供了一种接收端，所述接收端，包括：
序列获取模块，用于从接收到的时域信号中获取待分析序列y；
定时初估计模块，用于对所述序列获取模块获取到的所述待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，根据所述降采样序列和n个不同的预设整数倍频偏候选值进行定时初估计，确定初定时位置T_coarse、整数倍频偏估计值和与所述待分析序列y所对应的主同步序列；
频偏初估计模块，用于对所述序列获取模块获取到的待分析序列y按照所述定时初估计模块确定的所述整数倍频偏估计值进行频偏补偿后，利用所述定时初估计模块确定的所述初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行频偏 初估计，获得小数倍频偏估计值
定时再估计模块，用于对所述序列获取模块获取到的待分析序列y按照所述定时初估计模块确定的整数倍频偏估计值和所述频偏初估计模块确定的小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据所述定时初估计模块确定的初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行定时再估计，获得精确定时位置T_fine；
其中，所述n为大于等于1的正整数。
进一步地，所述接收端，还包括：
辅序列段提取模块和辅同步序列检测模块；
所述辅序列段提取模块，用于根据所述定时再估计模块确定的精确定时位置T_fine在所述待分析序列y中提取待分析辅序列段；
所述辅同步序列检测模块，用于将所述辅序列提取模块提取到的待分析辅序列段按照所述定时初估计模块确定的整数倍频偏估计值和所述频偏初估计模块确定的小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据互相关运算确定与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列和无线数据帧的定时位置；
其中，m为大于等于1的正整数。
进一步地，所述接收端，还包括：
频偏再估计模块；
所述频偏再估计模块，用于根据所述辅序列段提取模块提取到的待分析辅序列段和所述辅同步序列检测模块确定的与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列进行频偏再估计，重新获得小数倍频偏估计值并将所述定时初估计模块确定的整数倍频偏估计值和所述重新获得的小数倍频偏估计值作为最终频偏估计值。
进一步地，所述序列获取模块，包括：
滑动截取单元和窄带滤波单元；
所述滑动截取单元，用于从接收到的时域信号中通过滑动窗截取出采样率为最大带宽采样率的、长度为N_buffer的序列；
所述窄带滤波单元，用于将所述滑动截取单元截取出的长度为N_buffer的序列进行窄带滤波，获得位于发送带宽的中心位置且带宽为预定值的序列作为待分析序列y；
其中，所述N_buffer属于（半个无线帧长度，半个无线帧长度+1个符号长度）， 所述预定值属于[1.08MHz，1.25MHz]。
进一步地，所述定时初估计模块，包括：
降采样单元、候选频偏补偿单元、互相关运算单元、位置确定单元、最大选择单元、最大检测单元和初估计单元；
所述降采样单元，用于对所述待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，所述α的数值为2的n次方；
所述候选频偏补偿单元，用于将所述降采样单元采样到的降采样序列按照n个不同的预设整数倍频偏候选值进行频偏补偿，获得n个整数倍频偏补偿后的降采样序列；
所述互相关运算单元，用于将所述候选频偏补偿单元获得的n个整数倍频偏补偿后的降采样序列与所述接收端生成的k个时域的主同步序列进行互相关运算，得到k*n个互相关结果序列；
所述位置确定单元，用于确定所述互相关运算单元得到的每个k*n个互相关结果序列中的最大元素max_i和与每个最大元素max_i对应的位置d_i；
所述最大选择单元，用于从所述位置确定单元确定的k*n个最大元素max_i中选择出数值最大的一个记为最大元素max；
所述最大检测单元，用于检测所述最大元素max是否大于预定阈值P_th；
所述初估计单元，用于若所述最大检测单元的检测结果为所述最大元素max大于预定阈值P_th，则将所述最大元素max所对应的位置d_i作为初定时位置T_coarse，将所述最大元素max所属的互相关结果序列所对应的预设整数倍频偏候选值作为所述整数倍频偏估计值将所述最大元素max所属的互相关结果序列所对应的主同步序列作为与所述待分析序列y所对应的主同步序列；
其中，k为大于等于1的正整数。
进一步地，所述互相关运算单元，具体用于设整数倍频偏补偿后的降采样序列为y_compensate，时域的主同步序列为pss_time_downsampling，则根据下述分块互相关公式进行互相关运算：
P(d)=Σm=1M|Σn=(m-1)LmL-1(ycompensate(n+d)pss_time_downsampling*(n))|2,(N=ML)]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号。
进一步地，所述频偏初估计模块，包括：
整数补偿单元、主序列段提取单元和频偏初估计单元；
所述整数补偿单元，用于对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析序列y；
所述主序列段提取单元，用于利用所述初定时位置T_coarse在所述整数补偿单元频偏补偿后的待分析序列y中提取待分析主序列段Rx_rss；
所述频偏初估计单元，用于将所述主序列段提取单元提取到的待分析主序列段Rx_Pss与所述确定的主同步序列LocalPss按照如下公式进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值
ϵf=M2πarg{Σm=1M-1[Σn=N(m-1)/MNm/M-1(Rx_Pss(n)LocalPss*(n))]*[Σn=Nm/MN(m+1)/M-1(Rx_Pss(n)LocalPss*(n))]}]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号。
进一步地，所述定时再估计模块，包括：
小数倍补偿单元、区间确定单元、序列划分单元、互相关计算单元、元素确定单元、元素选择单元和定时再估计单元；
所述小数倍补偿单元，用于对所述待分析序列y按照所述整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析序列y；
所述区间确定单元，用于利用所述初定时位置T_coarse在所述小数倍补偿单元频偏补偿后的待分析序列y中确定出位置区间[T_coarse-R，T_coarse+R]；
所述序列划分单元，用于根据所述区间确定单元确定的位置区间在所述频偏补偿后的待分析序列y中划分出2R+1个数据序列Rx_Search；
所述互相关计算单元，用于将所述2R+1个数据序列Rx_Search与所述确定的主同步序列LocalPss进行互相关运算，得到2R+1个互相关结果序列；
所述元素确定单元，用于确定所述互相关计算单元得到的每个互相关结果序列中的最大元素pmax_i和与每个最大元素pmax_i对应的位置pd_i；
所述元素选择单元，用于从2R+1个最大元素pmax_i中选择出数值最大的一个记为最大元素pmax；
所述定时再估计单元，用于将所述最大元素pmax所对应的位置pd_i作为精确定时位置T_fine；
其中，R为大于等于1的正整数。
进一步地，所述辅序列段提取模块，包括：
第一计算单元、位置判断单元、第一提取单元、第二计算单元和第二提取单元；
所述第一计算单元，用于根据主同步序列和辅同步序列之间的定时关系和所述精确定时位置T_fine计算待分析辅序列端的起始位置T_SSS：
T_SSS=T_fine-L_符号-L_循环CP；
所述位置判断单元，用于判断所述起始位置T_SSS是否位于所述待分析序列y中；
所述第一提取单元，用于若判断结果为所述起始位置T_SSS位于所述待分析序列y中，则根据所述起始位置T_SSS提取待分析辅序列段；
所述第二计算单元，用于若判断结果为所述起始位置T_SSS位于所述待分析序列y之外，则重新计算所述起始位置T_SSS：
T_SSS=T_fine-L_符号-L_循环CP+L_{半个无线帧}；
所述第二提取单元，用于根据重新计算的所述起始位置T_SSS提取待分析辅序列段；
其中，T_fine为与所述待分析序列y对应的主同步序列的起始位置的序号；L_符号为符号的长度；L_循环CP为循环前缀的长度；L_{半个无线帧}为半个无线数据帧的长度。
进一步地，所述辅同步序列检测模块，包括：
辅序列补偿单元、辅序列补偿单元、相关确定单元、相关选择单元、辅序列确定单元和数据帧定时单元；
所述辅序列补偿单元，用于将所述待分析辅序列段按照所述整数倍频偏估计值和所述小数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析辅序列段Rx_Sss；
所述辅序列补偿单元，用于将所述频偏补偿后的待分析辅序列段Rx_Sss与所述接收端生成的m个时域的辅同步序列做互相关运算，得到m个互相关运算结果序列；
所述相关确定单元，用于确定每个互相关结果序列中的最大元素smax_i和与每个最大元素smax_i对应的位置sd_i；
所述相关选择单元，用于从m个最大元素smax_i中选择出数值最大的一个记为最大元素smax；
所述辅序列确定单元，用于将所述最大元素smax所对应的辅同步序列作为 与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列；
所述数据帧定时单元，用于根据所述与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列的类型和所述最大元素smax所对应的位置sd_i确定无线数据帧的定时位置；
其中，m为大于等于1的正整数。
进一步地，所述频偏再估计模块，具体用于设所述待分析辅序列段Rx_Sss，与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列为LocalSss，根据如下公式重新计算小数倍频偏估计值
ϵf=M2πarg{Σm=1M-1[Σn=N(m-1)/MNm/M-1(Rx_Sss(n)LocalSss*(n))]*[Σn=Nm/MN(m+1)/M-1(Rx_Sss(n)LocalSss*(n))]}]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号；
将所述整数倍频偏估计值和所述重新获得的小数倍频偏估计值作为最终频偏估计值。
根据本发明的第三方面，提供了一种通信系统，所述通信系统包括基站和至少一个接收端，
所述接收端为如上第二方面或者第二方面的各种进一步的方案中所述的接收端。
本发明实施例提供的技术方案带来的有益效果是：
通过对采用降采样后的序列利用整数倍频偏补偿进行定时初估计，以及定时初估计的结果作为频偏初估计的输入、频偏初估计的结果作为定时再估计的输入，使得频偏补偿和定时同步互相结合进行来实现下行链路的时域联合同步，解决了现有定时同步和频偏估计方法在获得较高的同步精确度时需要进行非常大的计算量，导致耗时较长的问题；达到了通过降采样后的序列来降低运算复杂度，定时同步的结果和频偏估计的结果可以互相结合利用来实现快速地完成具有较高同步精确度的同步过程的效果。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例所涉及的无线数据帧的结构示意图；
图2A是本发明实施例所涉及的同步信道的发送位置示意图；
图2B是本发明实施例所涉及的主同步序列和辅同步序列在时域和频域的位置示意图；
图3是本发明实施例一提供的信号同步方法的方法流程图；
图4A是本发明实施例二提供的信号同步方法的方法流程图；
图4B是本发明实施例二提供的信号同步方法在初始化阶段的方法流程图；
图4C是本发明实施例二提供的信号同步方法在定时初估计阶段的方法流程图；
图4D是本发明实施例二提供的信号同步方法在频偏初估计阶段的方法流程图；
图4E是本发明实施例二提供的信号同步方法在定时再估计阶段的方法流程图；
图4F是本发明实施例二提供的SSS和PSS的相对定时关系的结构示意图；
图4G是本发明实施例二提供的信号同步方法在SSS检测阶段的部分方法流程图；
图4H是本发明实施例二提供的信号同步方法在SSS检测阶段的另一部分方法流程图；
图5是本发明实施例三提供的接收端的结构方框图；
图6A至图6G是本发明实施例四提供的接收端的结构方框图；
图7是本发明实施例五提供的通信系统的结构方框图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详再描述。
为了便于描述，首先对LTE系统中涉及发送端的相关内容进行详再描述。在LTE物理层标准中，各种域的时域大小表示为时间单位T_s的倍数，该时间单位定义为T_s=1/（15000*2048）s，上、下行传输的一个无线数据帧的长度表示为T_f=307200*T_s=10ms。
LTE标准支持两种类型的无线数据帧结构，其中本发明实施例所涉及的、 适用于频分双工模式的无线数据帧结构如图1所示。该无线数据帧由编号0～19的20个时隙组成，这20个时隙又构成编号0～9的10个子帧。其中，第i个子帧由第2i和第2i+1个时隙构成。
LTE系统中的同步信道采用分级SCH（Hierarchical Synchronization Channel，分级同步信道）结构，即将SCH分为PSCH（Primary Synchronization Channel，主同步信道）和SSCH（Secondary Synchronization Channel，辅助同步信道）。但是不论系统下行传输带宽和UE（User Equipment，用户设备）的接收带宽有多大，SCH总是在系统带宽中央位置的1.25MHZ发送，如图2A所示。
在每个无线数据帧中，PSCH信道和SSCH信道各发送两次，PSCH承载PSS（Primary Synchronization Sequence，主同步序列），SSCH信道承载SSS（Secondary Synchronization Sequence，辅同步序列）。PSS位于第0时隙和第10时隙的倒数第一个OFDM符号块，SSS位于第0时隙和第10时隙的倒数第二个OFDM符号块，PSS和SSS由系统物理资源的中间6个RB（Resource Block，资源块）的中央62个子载波承载，两端各有5个子载波不使用，有利于降低相邻信道的干扰，所以事实上真正有效的SCH信号是在系统带宽中央位置的1.08MHZ发送的。图2B示出了在图1所示无线数据帧结构下，PSS和SSS在时域和频域的位置。
LTE系统定义了504个小区，每3个一组，共168组，组号的取值为0，1，2，、、、，167。组内小区号的取值为0，1和2。对应地，PSS也存在3种，与3个组内小区号分别对应。换句话说，只要确定出PSS是哪一个，就可以确定出组内小区号另一方面，由于SSS在一个无线帧中会发送两次，也即在子帧0和子帧5中各自发送一次，且该两次发送的SSS并不相同，所以SSS存在168*2=336组，其中168组用于在子帧0中发送，另外168组用于在子帧5中发送。所以只需要确定出SSS是哪一个，就可以确定出小区组号并完成无线数据帧定时。
也即，接收端通过检测PSCH可以获得符号定时同步、频率同步、组内小区号以及用于检测SSCH需使用的相关信息；通过检测SCCH可以获得无线数据帧定时同步和小区组号等信息。
实施例一
请参考图3，其示出了本发明实施例一提供的信号同步方法的方法流程图。本实施例主要以该信号同步方法应用于接收端中来举例说明，接收端可以是UE（User Equipment，用户设备），具体可以是用户所使用的手机；对应的发送端可以是基站。该信号同步方法，包括：
步骤301，从接收到的时域信号中获取待分析序列y；
步骤302，对待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，根据降采样序列和n个不同的预设整数倍频偏候选值进行定时初估计，确定初定时位置T_coarse、整数倍频偏估计值和与待分析序列y所对应的主同步序列。
步骤303，对待分析序列y按照整数倍频偏估计值进行频偏补偿后，利用初定时位置T_coarse和确定的主同步序列进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值
步骤304，对待分析序列y按照整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据初定时位置T_coarse和确定的主同步序列进行定时再估计，获得精确定时位置T_fine。
其中，精确定时位置T_fine是OFDM符号块的精确定时位置。
综上所述，本实施例提供的信号同步方法，通过对采用降采样后的序列利用整数倍频偏补偿进行定时初估计，以及定时初估计的结果作为频偏初估计的输入、频偏初估计的结果作为定时再估计的输入，使得频偏补偿和定时同步互相结合进行来实现下行链路的时域联合同步，解决了现有定时同步和频偏估计方法在获得较高的同步精确度时需要进行非常大的计算量，导致耗时较长的问题；达到了通过降采样后的序列来降低运算复杂度，定时同步的结果和频偏估计的结果可以互相结合利用来实现快速地完成具有较高同步精确度的同步过程的效果。
实施例二
由于上一实施例仅完成了OFDM符号块同步，为了更为详细地描述，还提供了同时完成OFDM符号块同步、无线数据帧定时同步和频偏估计的实施例二。概括来讲，实施例二可以分为：初始化阶段、定时初估计阶段、频偏初估计阶段、定时再估计阶段、SSS检测阶段和频偏再估计阶段。其中，定时再估计阶段完成后，可以完成OFDM符号块同步过程；SSS检测阶段完成后，可以完成 无线数据帧定时同步过程；频偏再估计阶段完成后，可以完成频偏估计过程。具体如下：
请参考图4A，其示出了本发明实施例二提供的信号同步方法的方法流程图。本实施例主要以该信号同步方法应用于接收端中来举例说明，接收端可以是UE（User Equipment，用户设备），具体可以是用户所使用的手机；对应的发送端可以是基站。该信号同步方法，包括：
步骤401，从接收到的时域信号中获取待分析序列y；
接收端从接收到的时域信号中截取预定长度的信号作为待分析序列y。接收端可以首先接收发送端发送的时域信号。由于接收端事先不知道系统带宽，因此必须按照最大带宽的采样率来采样接收到的时域信号，最大带宽的采样率为对每一个OFDM符号块都采样2048点。具体来讲，本步骤可以包括如下两个子步骤，如图4B所示：
401a，从接收到的时域信号中通过滑动窗截取出采样率为最大带宽采样率的、长度为N_buffer的序列；
接收端首先从接收到的时域信号中通过滑动窗截取出采样率为最大带宽采样率的、长度为N_buffer的序列，也即采样率为每个OFDM符号采样2048点，长度为N_buffer的序列，N_buffer属于（半个无线帧长度，半个无线帧长度+1个符号长度），优选地，本实施例中的N_buffer=半个无线帧长度+2047点。N_buffer的长度可以保证每次采样的序列中有且仅有1个PSS。若当前截取的序列的同步过程完毕之后，接收端可以通过滑动窗继续截取后面的时域信号，使得同步过程可以依次不断地进行下去。
401b，将长度为N_buffer的序列进行窄带滤波，获得位于发送带宽的中心位置且带宽为预定值的序列作为待分析序列y；
由于同步信道总是在系统带宽的中央位置发送，接收端还对长度为N_buffer的序列进行窄带滤波，获得位于发送带宽的中心位置且带宽为预定值的序列作为待分析序列y，预定值属于[1.08MHz，1.25MHz]。优选地，本实施例中的预定值为1.08MHz。
步骤402，对待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，根据降采样序列和n个不同的预设整数倍频偏候选值进行定时初估计，确定初定时位置T_coarse、整数倍频偏估计值和与待分析序列y所对应的主同步序列；
接收端获取到待分析序列y以后，首先对待分析序列y进行定时初估计。为了兼顾定时的计算复杂度和精度，在定时初估计过程中，是对待分析序列y进行降采样后的降采样序列进行定时初估计，以便在节省计算量的前提下，找到大致的同步位置。也即，接收端对待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，将降采样序列按照n个不同的预设整数倍频偏候选值进行频偏补偿后进行定时初估计，确定初定时位置T_coarse、整数倍频偏估计值和与待分析序列y所对应的主同步序列。具体来讲，本步骤可以包括如下7个子步骤，如图4C所示：
402a，对待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，α的数值为2的n次方；
接收端首先对待分析序列y进行α倍降采样，以得到降采样序列。α的数值为2的n次方，通常为16或者32。
402b，将降采样序列按照n个不同的预设整数倍频偏候选值进行频偏补偿，获得n个整数倍频偏补偿后的降采样序列；
接收端可以预先设置n个不同的预设整数倍频偏候选值。按照LTE系统相关协议的规定，最大频偏不超过2倍的整数频偏，因此n个不同的预设整数倍频偏候选值可以为5个，分别为{-2，-1，0，1，2}。接收端可以将降采样序列按照5个不同的预设整数倍频偏候选值进行频偏补偿，获得5个整数倍频偏补偿后的降采样序列y_compensate。
402c，将n个整数倍频偏补偿后的降采样序列与接收端生成的k个时域的主同步序列进行互相关运算，得到k*n个互相关结果序列；
接收端还会预先生成k个时域的主同步序列，其中k为大于等于1的正整数。由于在LTE系统相关协议的规定中PSS为3个，则接收端可以预先生成3个PSS，记为pss_freq，分别对应3个不同的组内小区号然后，利用IFFT变换将pss_freq转化成时域信号，记为pss_time_downsampling。
接收端将5个整数倍频偏补偿后的降采样序列y_compensate和3个时域的主同步序列pss_time_downsampling分别进行互相关运算，得到15个互相关结果序列。
按照协议规定，主同步序列在时频域都是恒幅度信号，即|x(n)|²≡A，因此在正确的定时时刻θ，接收信号r(n)和本地生成的主同步序列副本x(n)之间的互相关为：
P(θ)=A|sin(πϵ)sin(πϵN)|+I]]>
其中，I为噪声与本地生成的主同步序列的相关结果。因此，系统频偏ε越大，定时相关峰值越小，越容易被噪声淹没，导致定时性能恶化。所以，为了减少频偏对同步性能的影响，在这里优选采用分块互相关法，即设整数倍频偏补偿后的降采样序列为y_compensate，时域的主同步序列为pss_time_downsampling，则根据下述分块互相关公式进行互相关运算：
P(d)=Σm=1M|Σn=(m-1)LmL-1(ycompensate(n+d)pss_time_downsampling*(n))|2,(N=ML)]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号。根据公式可知，将互相关分成M部分，每部分分别作独立互相关，最后求各部分功率和。
402d，确定每个互相关结果序列中的最大元素max_i和与每个最大元素max_i对应的位置d_i；
15个互相关结果序列Correlation_Result中的每一个的长度都等于半帧的长度。对于每个互相关结果序列Correlation_Result，都可以确定出一个最大元素max_i和与每个最大元素max_i对应的位置d_i。也即，会确定出15个最大元素max_i和与每个最大元素max_i对应的位置d_i。i为大于等于1，小于等于k*n的正整数。
402e，从k*n个最大元素max_i中选择出数值最大的一个记为最大元素max；
接收端可以从15个最大元素max_i中选择出数值最大的一个记为最大元素max。
402f，检测最大元素max是否大于预定阈值P_th；
接下来，接收端比较最大元素max是否大于预定阈值P_th。若max小于P_th，则说明待分析序列y中不包含PSS序列，间接说明这段数据可能都是噪声。也即同步过程失败，将待分析序列y从缓存中清空，重新截取后面的时域信号从头开始进行同步过程。反之，最大元素max大于P_th，则代表同步成功。
402g，若检测结果为最大元素max大于预定阈值P_th，则将最大元素max所对应的位置d_i作为初定时位置T_coarse，将最大元素max所属的互相关结果序列所对应的预设整数倍频偏候选值作为整数倍频偏估计值将最大元素max所属的互相关结果序列所对应的主同步序列作为与待分析序列y所对应的主同步序列；
若接收端的结果为最大元素max大于预定阈值P_th，则表示同步成功，将最大元素max所对应的位置d_i作为初定时位置T_coarse，将最大元素max所属的互相关结果序列所对应的预设整数倍频偏候选值作为整数倍频偏估计值将最大元素max所属的互相关结果序列所对应的主同步序列作为与待分析序列y所对应的主同步序列。比如，将最大元素max所属的互相关结果序列为第1种PSS和利用整数倍频偏候选值为-1进行频偏补偿后的降采样序列进行互相关运算得到的，则将最大元素max所对应的采样点作为初定时位置T_coarse，待分析序列y的整数倍频偏估计值为-1，对应的主同步序列为第1种PSS，同时可以确定到小区组内号为0。
步骤403，对待分析序列y按照整数倍频偏估计值进行频偏补偿后，利用初定时位置T_coarse和确定的主同步序列进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值
在定时初估计阶段完成后，接收端对待分析序列y进行频偏初估计。也即，接收端对待分析序列y按照整数倍频偏估计值进行频偏补偿后，利用初定时位置T_coarse提取待分析主序列段，并将待分析主序列段与确定的主同步序列进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值具体来讲，本步骤可以包括如下3个子步骤，如图4D所示：
403a，对待分析序列y按照整数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析序列y；
接收端利用步骤402中估计出的整数倍频偏估计值对待分析序列y进行频偏补偿。
403b，利用初定时位置T_coarse在频偏补偿后的待分析序列y中提取待分析主序列段Rx_rss；
接收端利用初定时位置T_coarse在频偏补偿后的待分析序列y中提取待分析主序列段Rx_rss，待分析主序列段Rx_rss对应于接收到的时域的PSS。
403c，将待分析主序列段Rx_Pss与确定的主同步序列LocalPss按照如下公式进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值
ϵf=M2πarg{Σm=1M-1[Σn=N(m-1)/MNm/M-1(Rx_Pss(n)LocalPss*(n))]*[Σn=Nm/MN(m+1)/M-1(Rx_Pss(n)LocalPss*(n))]}]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m 为分块的块序列号，n为块内的序列号。确定的主同步序列LocalPss是步骤402中确定出的与待分析序列y对应的主同步序列。
步骤404，对待分析序列y按照整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据初定时位置T_coarse和确定的主同步序列进行定时再估计，获得精确定时位置T_fine；
在频偏初估计阶段完成后，接收端对待分析序列y进行定时再估计。也即，接收端对待分析序列y按照整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，利用初定时位置T_coarse所估计的位置区间与确定的主同步序列进行定时再估计，获得精确定时位置T_fine。具体来讲，本步骤可以包括如下6个子步骤，如图4E所示：
404a，对待分析序列y按照整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析序列y；
接收端对待分析序列y按照步骤402中确定的整数倍频偏估计值和步骤403中确定的小数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析序列y。
404b，利用初定时位置T_coarse在频偏补偿后的待分析序列y中确定出位置区间[T_coarse-R，T_coarse+R]；
由于根据初定时位置T_coarse可以在频偏补偿后的待分析序列y中确定出大概起始位置，然后本子步骤中需要在该大概起始位置的左右两侧进行搜索，找到精确起始位置。所以，接收端可以利用初定时位置T_coarse在频偏补偿后的待分析序列y中确定出位置区间[T_coarse-R，T_coarse+R]，其中，其中，R为大于等于1的正整，R可以为长循环前缀（Long_CP）的长度。
404c，根据位置区间在频偏补偿后的待分析序列y中划分出2R+1个数据序列Rx_Search；
设待分析序列y中的每个采样点都有一个序号，起始序号为1，则如果在上一子步骤中确定出的位置区间[T_coarse-R，T_coarse+R]中逐个采样点移动，可以划分出2R+1个长度为2048点的序列。
404d，将2R+1个数据序列Rx_Search与确定的主同步序列LocalPss进行互相关运算，得到2R+1个互相关结果序列；
类似于上述步骤402c的互相关过程，将2R+1个数据序列Rx_Search与确 定的主同步序列LocalPss进行互相关运算，可以得到2R+1个互相关结果序列。计算公式如下：
P(d)=Σm=1M|Σn=(m-1)LmL-1Rx_Search(n+d)LocalPss*(n)|2,N=ML]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号。
404e，确定每个互相关结果序列中的最大元素pmax_i和与每个最大元素pmax_i对应的位置pd_i；
404f，从2R+1个最大元素pmax_i中选择出数值最大的一个记为最大元素pmax；将最大元素pmax所对应的位置pd_i作为精确定时位置T_fine；
经过此过程，完成了OFDM符号块的定时过程，OFDM符号块的定时位置可以由精确定时位置T_fine确定。
步骤405，根据所述精确定时位置T_fine在待分析序列y中提取待分析辅序列段；
在定时再估计过程结束后，接收端开始进行SSS检测。在此过程中，接收端可以根据主同步序列和辅同步序列之间的定时关系和精确定时位置T_fine，在待分析序列y中提取待分析辅序列段。也即，首先接收端需要从待分析序列y中提取接收到的SSS，我们称之为待分析辅序列段。由于待分析序列y的长度略大于半帧，根据图2B和图4F可知，在半帧长度的序列中，SSS与PSS的定时关系存在两种可能，一种是SSS和PSS相邻，SSS位于PSS的前一个符号中；另一种是SSS与PSS相隔半帧左右。为此，在待分析序列y中提取待分析辅序列段，可以具体包括如下5个子步骤，如图4G所示：
405a，根据主同步序列和辅同步序列之间的定时关系和精确定时位置T_fine计算待分析辅序列端的起始位置T_SSS：
T_SSS=T_fine-L_符号-L_循环CP；
首先，假设SSS和PSS之间的关系是相邻的关系，则SSS和PSS的定时关系符合上式，其中，T_fine为与待分析序列y对应的主同步序列的起始位置的序号；L_符号为符号的长度；L_循环CP为循环前缀的长度。
405b，判断起始位置T_SSS是否位于待分析序列y中；
判断计算出的起始位置T_SSS是否位于待分析序列y中，也即T_SSS的序号值是否小于待分析序列y中的第一个采样点的序号值。由于待分析序列y中的第 一个采样点的序号值通常为1，则只需要判断起始位置T_SSS的序号值是否小于1即可。
405c，若判断结果为起始位置T_SSS位于待分析序列y中，则根据起始位置T_SSS提取待分析辅序列段；
若判断结果为起始位置T_SSS位于待分析序列y中，则说明假设正确，根据起始位置T_SSS提取待分析辅序列段。
405d，若判断结果为起始位置T_SSS位于待分析序列y之外，则重新计算起始位置T_SSS：
T_SSS=T_fine-L_符号-L_循环CP+L_{半个无线帧}；
若判断结果为起始位置T_SSS位于待分析序列y之外，则说明假设不正确，SSS和PSS之间的定时关系应该符合另外一种情况，则根据另外一种情况对应的定时关系重新计算起始位置T_SSS。在上式中，L_{半个无线帧}为半个无线数据帧的长度。
405e，根据重新计算的起始位置T_SSS提取待分析辅序列段；
至此，可以提取出待分析序列y中的待分析辅序列段，也即接收到的SSS。
步骤406，将待分析辅序列段按照整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据互相关运算确定与待分析辅序列段对应的辅同步序列和无线数据帧的定时位置；
在提取待分析辅序列段之后，接收端将待分析辅序列段按照整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，与接收端生成的m个时域的辅同步序列做互相关运算，根据互相关运算结果中的最大元素确定与待分析辅序列段对应的辅同步序列和无线数据帧的定时位置，同时根据与待分析辅序列段对应的辅同步序列可以确定小区组号具体来讲，本步骤可以包括如下6个子步骤，如图4H所示：
406a，将待分析辅序列段按照整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析辅序列段Rx_Sss；
406b，将频偏补偿后的待分析辅序列段Rx_Sss与接收端生成的m个时域的辅同步序列做互相关运算，得到m个互相关运算结果序列；
接收端会预先生成m个时域的辅同步序列，m为大于等于1的正整数，本实施例中m等于336。
406c，确定每个互相关结果序列中的最大元素smax_i和与每个最大元素smax_i对应的位置sd_i；
406d，从m个最大元素smax_i中选择出数值最大的一个记为最大元素smax；
406e，将最大元素smax所对应的辅同步序列作为与待分析辅序列段对应的辅同步序列；
确定出与待分析辅序列段对应的辅同步序列后，就可以确定对应的小区组号
406f，根据与待分析辅序列段对应的辅同步序列的类型和最大元素smax所对应的位置sd_i确定无线数据帧的定时位置。
根据与待分析辅序列段对应的辅同步序列的类型可以获知最大元素smax所对应的位置sd_i是在子帧0中还是子帧5中，从而确定无线数据帧的帧头位置，获得无线数据帧的定时位置。
步骤407，根据待分析辅序列段和与待分析辅序列段对应的辅同步序列进行频偏再估计，重新获得小数倍频偏估计值并将整数倍频偏估计值和所述重新获得的小数倍频偏估计值作为最终频偏估计值。
在SSS检测结果之后，接收端还进行频偏再估计。具体来讲：
设待分析辅序列段Rx_Sss，与待分析辅序列段对应的辅同步序列为LocalSss，根据如下公式重新计算小数倍频偏估计值
ϵf=M2πarg{Σm=1M-1[Σn=N(m-1)/MNm/M-1(Rx_Sss(n)LocalSss*(n))]*[Σn=Nm/MN(m+1)/M-1(Rx_Sss(n)LocalSss*(n))]}]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号；
将整数倍频偏估计值和重新获得的小数倍频偏估计值作为最终频偏估计值。
综上所述，本实施例提供的信号同步方法，通过对采用降采样后的序列利用整数倍频偏补偿进行定时初估计，以及定时初估计的结果作为频偏初估计的输入、频偏初估计的结果作为定时再估计的输入，使得频偏补偿和定时同步互相结合进行来实现下行链路的时域联合同步，解决了现有定时同步和频偏估计方法在获得较高的同步精确度时需要进行非常大的计算量，导致耗时较长的问题；达到了通过降采样后的序列来降低运算复杂度，定时同步的结果和频偏估计的结果可以互相结合利用来实现快速地完成具有较高同步精确度的同步过程 的效果。还通过将定时初估计的结果和频偏初估计的结果作为定时再估计的输入，定时初估计的结果和定时再估计的结果继续作为频偏再估计的输入，使得频偏补偿和定时同步更进一步地互相结合进行来实现下行链路的时域联合同步，在保证同步精确度的前提下，继续提升同步过程的运算效率。
请参考图5，其示出了本发明实施例三提供的接收端的结构方框图。该接收端，包括：序列获取模块510、定时初估计模块520、频偏初估计模块530和定时再估计模块540。
序列获取模块510，用于从接收到的时域信号中获取待分析序列y；
定时初估计模块520，用于对所述序列获取模块510获取到的所述待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，根据所述降采样序列和n个不同的预设整数倍频偏候选值进行定时初估计，确定初定时位置T_coarse、整数倍频偏估计值和与所述待分析序列y所对应的主同步序列；
频偏初估计模块530，用于对所述序列获取模块510获取到的待分析序列y按照所述定时初估计模块确定的所述整数倍频偏估计值进行频偏补偿后，利用所述定时初估计模块520确定的所述初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值
定时再估计模块540，用于对所述序列获取模块510获取到的待分析序列y按照所述定时初估计模块520确定的整数倍频偏估计值和所述频偏初估计模块确定的小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据所述定时初估计模块520确定的初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行定时再估计，获得精确定时位置T_fine；
其中，所述n为大于等于1的正整数。
综上所述，本实施例提供的接收端，通过对采用降采样后的序列利用整数倍频偏补偿进行定时初估计，以及定时初估计的结果作为频偏初估计的输入、频偏初估计的结果作为定时再估计的输入，使得频偏补偿和定时同步互相结合进行来实现下行链路的时域联合同步，解决了现有定时同步和频偏估计方法在获得较高的同步精确度时需要进行非常大的计算量，导致耗时较长的问题；达到了通过降采样后的序列来降低运算复杂度，定时同步的结果和频偏估计的结果可以互相结合利用来实现快速地完成具有较高同步精确度的同步过程的效 果。
请参考图6A，其示出了本发明实施例四提供的接收端的结构方框图。该接收端，包括：序列获取模块510、定时初估计模块520、频偏初轨迹模块530、定时再估计模块540、辅序列段提取模块550、辅同步序列检测模块560和频偏再估计模块570。
序列获取模块510，用于从接收到的时域信号中获取待分析序列y；
定时初估计模块520，用于对所述序列获取模块510获取到的所述待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，根据所述降采样序列和n个不同的预设整数倍频偏候选值进行定时初估计，确定初定时位置T_coarse、整数倍频偏估计值和与所述待分析序列y所对应的主同步序列；
频偏初估计模块530，用于对所述序列获取模块510获取到的待分析序列y按照所述定时初估计模块确定的所述整数倍频偏估计值进行频偏补偿后，利用所述定时初估计模块520确定的所述初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值
定时再估计模块540，用于对所述序列获取模块510获取到的待分析序列y按照所述定时初估计模块520确定的整数倍频偏估计值和所述频偏初估计模块确定的小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据所述定时初估计模块520确定的初定时位置T_coarse和所述确定的主同步序列进行定时再估计，获得精确定时位置T_fine；
其中，所述n为大于等于1的正整数。
辅序列段提取模块550，用于根据所述定时再估计模块540确定的所述精确定时位置T_fine在所述待分析序列y中提取待分析辅序列段；
辅同步序列检测模块560，用于将所述辅序列段提取模块550提取到的所述待分析辅序列段按照所述定时初估计模块520确定的所述整数倍频偏估计值和所述频率初估计模块530确定的所述小数倍频偏估计值进行频偏补偿后，根据互相关运算确定与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列和无线数据帧的定时位置；
其中，m为大于等于1的正整数。
频偏再估计模块570，用于根据所述辅序列段提取模块550提取到的所述待 分析辅序列段和所述辅同步序列检测模块560确定的与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列进行频偏再估计，重新获得小数倍频偏估计值并将所述定时初估计模块520确定的所述整数倍频偏估计值和所述重新获得的小数倍频偏估计值作为最终频偏估计值。
具体来讲，所述序列获取模块510，包括：滑动截取单元511和窄带滤波单元512，如图6B所示；
所述滑动截取单元511，用于从接收到的时域信号中通过滑动窗截取出采样率为最大带宽采样率的、长度为N_buffer的序列；
所述窄带滤波单元512，用于将所述滑动截取单元512截取出的长度为N_buffer的序列进行窄带滤波，获得位于发送带宽的中心位置且带宽为预定值的序列作为待分析序列y；
其中，所述N_buffer属于（半个无线帧长度，半个无线帧长度+1个符号长度），所述预定值属于[1.08MHz，1.25MHz]。
具体来讲，所述定时初估计模块520，包括：降采样单元521、候选频偏补偿单元522、互相关运算单元523、位置确定单元524、最大选择单元525、最大检测单元526和初估计单元527，如图6C所示；
所述降采样单元521，用于对所述待分析序列y进行α倍降采样后得到降采样序列，所述α的数值为2的n次方；
所述候选频偏补偿单元522，用于将所述降采样单元521采样到的降采样序列按照n个不同的预设整数倍频偏候选值进行频偏补偿，获得n个整数倍频偏补偿后的降采样序列；
所述互相关运算单元523，用于将所述候选频偏补偿单元522获得的n个整数倍频偏补偿后的降采样序列与所述接收端生成的k个时域的主同步序列进行互相关运算，得到k*n个互相关结果序列；
所述位置确定单元524，用于确定所述互相关运算单元523得到的每个k*n个互相关结果序列中的最大元素max_i和与每个最大元素max_i对应的位置d_i；
所述最大选择单元525，用于从所述位置确定单元524确定的k*n个最大元素max_i中选择出数值最大的一个记为最大元素max；
所述最大检测单元526，用于检测所述最大选择单元525选择出的最大元素max是否大于预定阈值P_th；
所述初估计单元527，用于若所述最大检测单元526的检测结果为所述最大元素max大于预定阈值P_th，则将所述最大元素max所对应的位置d_i作为初定时位置T_coarse，将所述最大元素max所属的互相关结果序列所对应的预设整数倍频偏候选值作为所述整数倍频偏估计值将所述最大元素max所属的互相关结果序列所对应的主同步序列作为与所述待分析序列y所对应的主同步序列；
其中，k为大于等于1的正整数。
进一步地，所述互相关运算单元523，具体用于设整数倍频偏补偿后的降采样序列为y_compensate，时域的主同步序列为pss_time_downsampling，则根据下述分块互相关公式进行互相关运算：
P(d)=Σm=1M|Σn=(m-1)LmL-1(ycompensate(n+d)pss_time_downsampling*(n))|2,(N=ML)]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号。
具体来讲，所述频偏初估计模块530，包括：整数补偿单元531、主序列段提取单元532和频偏初估计单元533，如图6D所示；
所述整数补偿单元531，用于对所述序列获取模块截取到的所述待分析序列y按照所述定时初估计模块520确定的整数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析序列y；
所述主序列段提取单元532，用于利用所述定时初估计模块520确定的初定时位置T_coarse在所述整数补偿单元531频偏补偿后的待分析序列y中提取待分析主序列段Rx_rss；
所述频偏初估计单元533，用于将所述主序列段提取单元532提取到的待分析主序列段Rx_Pss与所述确定的主同步序列LocalPss按照如下公式进行频偏初估计，获得小数倍频偏估计值
ϵf=M2πarg{Σm=1M-1[Σn=N(m-1)/MNm/M-1(Rx_Pss(n)LocalPss*(n))]*[Σn=Nm/MN(m+1)/M-1(Rx_Pss(n)LocalPss*(n))]}]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号。
具体来讲，所述定时再估计模块540，包括：小数倍补偿单元541、区间确定单元542、序列划分单元543、互相关计算单元544、元素确定单元545、元素选择单元546和定时再估计单元547，如图6E所示；
所述小数倍补偿单元541，用于对所述序列获取模块截取到的所述待分析序列y按照所述定时初估计模块520确定的整数倍频偏估计值和所述频偏初估计模块530确定的小数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析序列y；
所述区间确定单元542，用于利用所述定时初估计模块520确定的所述初定时位置T_coarse在所述小数倍补偿单元541频偏补偿后的待分析序列y中确定出位置区间[T_coarse-R，T_coarse+R]；
所述序列划分单元543，用于根据所述区间确定单元542确定的位置区间在所述小数倍补偿单元541频偏补偿后的待分析序列y中划分出2R+1个数据序列Rx_Search；
所述互相关计算单元544，用于将所述序列划分单元543划分出的2R+1个数据序列Rx_Search与所述定时初估计模块520确定的主同步序列LocalPss进行互相关运算，得到2R+1个互相关结果序列；
所述元素确定单元545，用于确定所述互相关计算单元544得到的每个互相关结果序列中的最大元素pmax_i和与每个最大元素pmax_i对应的位置pd_i；
所述元素选择单元546，用于从所述元素确定单元545确定的2R+1个最大元素pmax_i中选择出数值最大的一个记为最大元素pmax；
所述定时再估计单元547，用于将所述元素选择单元546选择出的最大元素pmax所对应的位置pd_i作为精确定时位置T_fine；
其中，R为大于等于1的正整数。
具体来讲，所述辅序列段提取模块550，包括：第一计算单元551、位置判断单元552、第一提取单元553、第二计算单元554和第二提取单元555，如图6F所示；
所述第一计算单元551，用于根据主同步序列和辅同步序列之间的定时关系和所述定时再估计模块540确定的精确定时位置T_fine计算待分析辅序列端的起始位置T_SSS：
T_SSS=T_fine-L_符号-L_循环CP；
所述位置判断单元552，用于判断所述第一计算单元551计算出的起始位置T_SSS是否位于所述待分析序列y中；
所述第一提取单元553，用于若所述位置判断单元552的判断结果为所述起 始位置T_SSS位于所述待分析序列y中，则根据所述起始位置T_SSS提取待分析辅序列段；
所述第二计算单元554，用于若所述位置判断单元552的判断结果为所述起始位置T_SSS位于所述待分析序列y之外，则重新计算所述起始位置T_SSS：
T_SSS=T_fine-L_符号-L_循环CP+L_{半个无线帧}；
所述第二提取单元555，用于根据所述第二计算单元554重新计算的所述起始位置T_SSS提取待分析辅序列段；
其中，T_fine为与所述待分析序列y对应的主同步序列的起始位置的序号；L_符号为符号的长度；L_循环CP为循环前缀的长度；L_{半个无线帧}为半个无线数据帧的长度。
具体来讲，所述辅同步序列检测模块560，包括：辅序列补偿单元561、辅序列补偿单元562、相关确定单元563、相关选择单元564、辅序列确定单元565和数据帧定时单元566，如图6G所示；
所述辅序列补偿单元561，用于将所述辅序列段提取模块550提取到的所述待分析辅序列段按照所述整数倍频偏估计值和所述小数倍频偏估计值进行频偏补偿，得到频偏补偿后的待分析辅序列段Rx_Sss；
所述辅序列补偿单元562，用于将所述辅序列补偿单元561频偏补偿后的待分析辅序列段Rx_Sss与所述接收端生成的m个时域的辅同步序列做互相关运算，得到m个互相关运算结果序列；
所述相关确定单元563，用于确定所述辅序列补偿单元562计算得到的每个互相关结果序列中的最大元素smax_i和与每个最大元素smax_i对应的位置sd_i；
所述相关选择单元564，用于从所述相关确定单元563确定的m个最大元素smax_i中选择出数值最大的一个记为最大元素smax；
所述辅序列确定单元565，用于将所述相关选择单元564选择出的最大元素smax所对应的辅同步序列作为与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列；
所述数据帧定时单元566，用于根据所述辅序列确定单元565确定的与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列的类型和所述最大元素smax所对应的位置sd_i确定无线数据帧的定时位置；
其中，m为大于等于1的正整数。
具体来讲，所述频偏再估计模块570，具体用于设所述待分析辅序列段Rx_Sss，与所述待分析辅序列段对应的辅同步序列为LocalSss，根据如下公式重 新计算小数倍频偏估计值
ϵf=M2πarg{Σm=1M-1[Σn=N(m-1)/MNm/M-1(Rx_Sss(n)LocalSss*(n))]*[Σn=Nm/MN(m+1)/M-1(Rx_Sss(n)LocalSss*(n))]}]]>
其中，M为分块的块数，L为分块的长度，N为所述主同步序列的长度，m为分块的块序列号，n为块内的序列号；
将所述整数倍频偏估计值和所述重新获得的小数倍频偏估计值作为最终频偏估计值。
综上所述，本实施例提供的接收端，通过对采用降采样后的序列利用整数倍频偏补偿进行定时初估计，以及定时初估计的结果作为频偏初估计的输入、频偏初估计的结果作为定时再估计的输入，使得频偏补偿和定时同步互相结合进行来实现下行链路的时域联合同步，解决了现有定时同步和频偏估计方法在获得较高的同步精确度时需要进行非常大的计算量，导致耗时较长的问题；达到了通过降采样后的序列来降低运算复杂度，定时同步的结果和频偏估计的结果可以互相结合利用来实现快速地完成具有较高同步精确度的同步过程的效果。还通过将定时初估计的结果和频偏初估计的结果作为定时再估计的输入，定时初估计的结果和定时再估计的结果继续作为频偏再估计的输入，使得频偏补偿和定时同步更进一步地互相结合进行来实现下行链路的时域联合同步，在保证同步精确度的前提下，继续提升同步过程的运算效率。
实施例五
请参考图7，其示出了本发明实施例五提供的通信系统的结构方框图。该通信系统包括基站720和接收端740。其中：
基站720是符合LTE系统相关协议的基站；
接收端740可以是实施例三或者实施例四提供的接收端。
综上所述，本实施例提供的通信系统，通过在接收端对采用降采样后的序列利用整数倍频偏补偿进行定时初估计，以及定时初估计的结果作为频偏初估计的输入、频偏初估计的结果作为定时再估计的输入，使得频偏补偿和定时同步互相结合进行来实现下行链路的时域联合同步，解决了现有定时同步和频偏估计方法在获得较高的同步精确度时需要进行非常大的计算量，导致耗时较长的问题；达到了通过降采样后的序列来降低运算复杂度，定时同步的结果和频偏估计的结果可以互相结合利用来实现快速地完成具有较高同步精确度的同步 过程的效果。还通过将定时初估计的结果和频偏初估计的结果作为定时再估计的输入，定时初估计的结果和定时再估计的结果继续作为频偏再估计的输入，使得频偏补偿和定时同步更进一步地互相结合进行来实现下行链路的时域联合同步，在保证同步精确度的前提下，继续提升同步过程的运算效率。。
需要说明的是：上述实施例提供的接收端在进行下行链路的定时同步或者频偏估计时，仅以上述各功能模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块完成，即将设备的内部结构划分成不同的功能模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。另外，上述实施例提供的接收端与下行链路的时域联合同步方法实施例属于同一构思，其具体实现过程详见方法实施例，这里不再赘述。
上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分步骤可以通过硬件来完成，也可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。