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1、10申请公布号CN104135455A43申请公布日20141105CN104135455A21申请号201410377019822申请日20140801H04L27/26200601H04L25/0320060171申请人中国电子科技集团公司第二十研究所地址710068陕西省西安市雁塔区光华路1号72发明人赵亮翟建勇74专利代理机构西北工业大学专利中心61204代理人顾潮琪54发明名称一种通信系统迭代接收方法57摘要本发明提供了一种通信系统迭代接收方法，运用TURBO迭代原理，将QCLDPC译码器和基于最小化均方误差MMSE准则的频域判决反馈均衡器相结合，构建联合迭代均衡和译码算法，均衡器利。
2、用译码器提供的软信息通过迭代的方式修正滤波器的系数，以较低的计算复杂度消除信道传输的多径效应，进一步降低通信系统数据传输的误码率，实现通信系统可靠的数据传输。本发明能够获得和正交频分复用OFDM系统相近的性能，而且没有OFDM系统峰平比高的问题，适用于多径传播严重的信道条件，消除由于信道多径传播引入的码间干扰，获得低误码率的数据传输。51INTCL权利要求书2页说明书7页附图3页19中华人民共和国国家知识产权局12发明专利申请权利要求书2页说明书7页附图3页10申请公布号CN104135455ACN104135455A1/2页21一种通信系统迭代接收方法，其特征在于包括下述步骤步骤一发射端首先。
3、对二进制信息序列DN进行QCLDPC编码，然后对编码后的信息序列CN进行QPSK符号映射；在映射后的数据符号前端添加ZADOFFCHU序列作为数据帧帧头，形成完整的一帧数据；每帧数据之间用全零数据连接，形成连续的发射数据XN；步骤二在接收端，通过NR个接收天线组成的天线阵接收步骤一的发射数据，对每个接收天线接收的信号做如下操作处理每一帧数据前，先移走每帧数据之间的全零数据，然后将数据帧帧头和数据符号分别进行离散傅里叶变换DFT，得到频域帧头和频域数据符号NR2；步骤三取步骤二得到的任意一个接收天线频域帧头进行信道估计，得到信道估计值KT表示帧头长度，K表示第K个符号；步骤四将步骤二得到的进行前。
4、向滤波运算，得到其中，AK为前向滤波器系数，滤波结果记为将和步骤六得到的做差；在首次进行步骤四时，步骤五将步骤四得到进行离散傅立叶逆变换IDFT，得到时域输出数据将送入QCLDPC译码器，译码器输出编码比特的似然率LDK；若达到规定的迭代次数，对似然率LDK进行0、1比特判决，恢复原始发射信息比特否则，进入步骤六，进行迭代数据处理；编码比特的似然率LDK进行0、1比特判决的方法若LDK1，判信息比特反之，判信息比特步骤六将步骤五得到的LDK进行频域发射符号的估计，得到频域符号估计值将和步骤三得到的信道估计进行反馈滤波，即BK为反向滤波器系数，滤波结果记为同时更新滤波器系数AK和BK；将更新后的。
5、滤波器系数AK和BK送入步骤四进行迭代运算；所述的频域发射符号的估计方法为其中，表示发射符号；滤波器系数AK和BK更新方法滤波器系数AK的初始值设为全1，其中，是噪声方差，是频域发射数据符号的斜方差，权利要求书CN104135455A2/2页3是时域发射符号和估计符号的相关函数。权利要求书CN104135455A1/7页4一种通信系统迭代接收方法技术领域0001本发明属于无线通信领域，涉及一种基于准循环低密度奇偶校验QCLDPC码和频域判决反馈均衡器的通信系统迭代接收方法。背景技术0002在无线通信系统中，数据在通信信道传输时，信道传播的多径效应会引入符号间干扰ISI，从而降低数据传输的可靠性。
6、。采用正交频分复用OFDM技术的多载波通信系统是对抗信道多径传播，实现数据高速传输的有效技术手段。但采用OFDM技术的多载波通信系统具有高峰平功率比的缺陷。0003采用频域均衡技术的单载波通信系统是一种很好的替换选择，和单载波时域均衡相比，频域均衡计算复杂度明显减少，同时避免了正交频分复用OFDM系统具有高峰平功率比的缺陷。目前，已被国际上众多通信标准和通信系统架构所采用，例如无线LTE标准、水下高速声通信系统等。联合空间分集技术的多通道判决反馈均衡器，是一种将空域处理和时域处理相结合来消除信道多径传播产生的ISI的有效技术手段，但其时域实现具有较高的计算复杂性，频域实现可以明显降低时域实现的。
7、计算复杂性。0004由于客观需求的不断增加，对数据传输的可靠性要求越来越高，因此，使用单一的信道均衡技术消除多径传播产生的ISI，已经无法满足高速发展的通信系统的性能要求。信道编码是有效纠正信号经过信道时出现的突发和随机错误的有效技术手段，以此来降低数据传输的误码率，提高系统数据传输的可靠性。将信道编码技术和均衡技术相结合，构建联合迭代均衡和译码算法，消除数据在多径信道传输时产生的符号错误，已经逐渐成为研究热点。00052010年刘顺兰等在基于TURBO信道编码的SCFDE系统一文中针对单载波数据传输系统，提出了采用TURBO码译码器和频域均衡器进行数据接收的技术，其方法是将接收数据变换到频域。
8、进行均衡处理，再变换回时域进行数据解调、译码恢复原始发射信息比特，其不足之处是1频域均衡器采用的是线性均衡，没有反馈部分；2译码器和均衡器没有进行联合迭代运算。因此，该方法在多径传播严重的信道条件下，纠错能力不足。发明内容0006为了克服现有技术的不足，本发明提供一种通信系统迭代接收方法。本发明方法采用单载波频域均衡处理，运用TURBO迭代原理，将QCLDPC译码器和本发明提出的基于最小化均方误差MMSE准则的频域判决反馈均衡器相结合，构建联合迭代均衡和译码算法，以较低的计算复杂度消除信道多径传播引入的ISI，进一步降低通信系统数据传输的误码率，实现通信系统高速、可靠的数据传输。0007本发明。
9、解决其技术问题所采用的技术方案包括如下步骤0008步骤一发射端首先对二进制信息序列DN进行QCLDPC编码，然后对编码后的信息序列CN进行QPSK符号映射；在映射后的数据符号前端添加ZADOFFCHU序列作为说明书CN104135455A2/7页5数据帧帧头，形成完整的一帧数据；每帧数据之间用全零数据连接，形成连续的发射数据XN；0009步骤二在接收端，通过NR个接收天线组成的天线阵接收步骤一的发射数据，对每个接收天线接收的信号做如下操作处理每一帧数据前，先移走每帧数据之间的全零数据，然后将数据帧帧头和数据符号分别进行离散傅里叶变换DFT，得到频域帧头和频域数据符号NR2；0010步骤三取步骤。
10、二得到的任意一个接收天线频域帧头进行信道估计，得到信道估计值KT表示帧头长度，K表示第K个符号；0011步骤四将步骤二得到的进行前向滤波运算，得到其中，AK为前向滤波器系数，滤波结果记为将和步骤六得到的做差；0012在首次进行步骤四时，0013步骤五将步骤四得到进行离散傅立叶逆变换IDFT，得到时域输出数据将送入QCLDPC译码器，译码器输出编码比特的似然率LDK；若达到规定的迭代次数，对似然率LDK进行0、1比特判决，恢复原始发射信息比特否则，进入步骤六，进行迭代数据处理；0014编码比特的似然率LDK进行0、1比特判决的方法若LDK1，判信息比特反之，判信息比特0015步骤六将步骤五得到的。
11、LDK进行频域发射符号的估计，得到频域符号估计值将和步骤三得到的信道估计进行反馈滤波，即BK为反向滤波器系数，滤波结果记为同时更新滤波器系数AK和BK；将更新后的滤波器系数AK和BK送入步骤四进行迭代运算；0016所述的频域发射符号的估计方法为其中，表示发射符号；0017滤波器系数AK和BK更新方法滤波器系数AK的初始值设为全1，其中，是噪声方差，是频域发射数据符号的斜方差，是时域发射符号和估计符号的相关函数。0018本发明的有益效果是说明书CN104135455A3/7页600191本发明提出的一种通信系统迭代接收方法应用于单载波通信系统，采用频域数据处理方式，能够获得和OFDM系统相近的性。
12、能，而且没有OFDM系统峰平比高的问题。00202本发明提出的一种通信系统迭代接收方法，将QCLDPC译码器和提出的频域判决反馈均衡器相结合，构建联合迭代数据处理，均衡器利用译码器提供的软信息通过迭代的方式更新滤波器的系数，修正滤波结果，消除由于信道多径传播引入的码间干扰，获得低误码率的数据传输。00213本发明提出的一种通信系统迭代接收方法，适用于多径传播严重的信道条件。附图说明0022图1是本发明涉及通信系统发射数据组帧结构示意图；0023图2A是本发明涉及通信系统的发射结构；0024图2B是基于QCLDPC码和频域判决反馈均衡器的迭代接收结构；0025图3是采用本发明联合迭代接收方法和没。
13、有迭代的误比特率曲线对比图；0026图4是本发明方法均衡器和译码器联合迭代取不同迭代次数时，误码率曲线对比图；0027图5是本发明方法均衡器和译码器联合迭代2次，采用2天线和3天线接收时，误码率曲线对比图。具体实施方式0028下面结合附图和实施例对本发明进一步说明，本发明包括但不仅限于下述实施例。0029本发明包括以下步骤0030步骤一发射端首先对二进制信息序列DN进行QCLDPC编码，然后对编码后的信息序列CN进行QPSK符号映射。在映射后的符号前端添加ZADOFFCHU序列作为数据帧帧头，形成完整的一帧数据；每帧数据之间用全零数据连接，形成连续的发射数据XN；0031在步骤一中发射数据组帧。
14、方式如图1所示，本方明方法所涉及通信系统的发射结构如图2A所示；0032步骤二在接收端，通过NRNR2个接收天线组成的天线阵接收步骤一的发射信号，对每个接收天线接收的信号做如下操作处理每一帧数据前，先移走数据帧尾端的补零数据，然后将数据帧帧头和数据符号分别进行离散傅里叶变换DFT，得到频域帧头和频域数据符号0033步骤三取步骤二得到的任一一个接收天线频域帧头数据进行信道估计，得到信道估计值备用；0034步骤四将步骤二得到的进行前向滤波运算，即其中，AK为前向滤波器系数，滤波结果记为将和步骤六得到的做差；0035在首次进行步骤四时，步骤六没有输入数据可以利用，因此，步骤六输出为零，即说明书CN1。
15、04135455A4/7页70036步骤五将步骤四得到进行离散傅立叶逆变换IDFT，得到时域输出数据将送入QCLDPC译码器，进行软译码处理，译码器输出编码比特的似然率LDK；若达到规定的迭代次数，对似然率LDK进行0、1比特判决，恢复原始发射信息比特否则，继续步骤六，进行迭代数据处理；0037LDPC译码器采用和积BP软译码算法，BP算法参见肖扬TURBO与LDPC编解码及其应用M人民邮电出版社，20107880。0038编码比特的似然率LDK进行0、1比特判决的方法若LDK1，判信息比特反之，判信息比特0039步骤六将步骤五得到的LDK进行频域发射符号的软估计，得到频域符号估计值将和步骤三。
16、得到的信道估计进行反馈滤波，即BK为反向滤波器系数，滤波结果记为同时更新滤波器系数AK和BK；将更新后的滤波器系数AK和BK送入步骤四进行迭代运算；0040频域发射符号估计方法0041滤波器系数AK和BK更新方法滤波器系数AK的初始值设为全1。0042本方法所涉及通信系统的接收结构如图2B所示。0043实施例如图2A和图2B所示，包括以下几个步骤0044步骤一发射端首先对二进制信息序列DN进行QCLDPC编码，然后对编码后的信息序列CN进行QPSK符号映射。在映射后的符号前端添加ZADOFFCHU序列作为数据帧帧头，形成完整的一帧数据；每帧数据之间用全零数据连接，形成连续的发射数据XN；004。
17、5在步骤一中发射数据组帧方式如图1所示，本方明方法所涉及通信系统的发射结构如图2A所示；0046步骤二在接收端，通过NRNR2个接收天线组成的天线阵接收步骤一的发射信号，对每个接收天线接收的信号做如下操作处理每一帧数据前，先移走数据帧尾端的补零数据，然后将数据帧帧头和数据符号分别进行离散傅里叶变换DFT，得到频域帧头和频域数据符号0047步骤三取步骤二得到的任意一个接收天线频域帧头数据进行信道估计，得到信道估计值备用；0048假设数据传输信道时域响应为说明书CN104135455A5/7页80049HH0,H1,HL10050其中，L为信道多径传播的个数，HI为信道的第I个多径成分；0051对。
18、应第K个数据符号的信道频域响应估计为00520053其中，K是数据符号的长度。0054步骤四将步骤二得到的进行前向滤波运算，即滤波结果记为将和步骤六得到的做差；0055在首次进行步骤四时，步骤六没有输入数据可以利用，因此，步骤六输出为零，即0056步骤五将步骤四得到进行离散傅立叶逆变换IDFT，得到时域输出数据将送入QCLDPC译码器，进行软译码处理，译码器输出编码比特的似然率LDK；若达到规定的迭代次数，对似然率LDK进行0、1比特判决，恢复原始发射信息比特否则，继续步骤六，进行迭代数据处理；0057LDPC译码器采用和积BP软译码算法，BP算法参见肖扬TURBO与LDPC编解码及其应用M人。
19、民邮电出版社，20107880。0058编码比特的似然率LDK进行0、1比特判决的方法若LDK1，判信息比特反之，判信息比特0059步骤六将步骤五得到的LDK进行频域发射符号的软估计，得到频域符号估计值将和步骤三得到的信道估计进行反馈滤波，即滤波结果记为同时更新滤波器系数AK和BK；将更新后的滤波器系数AK和BK送入步骤四进行迭代运算；0060步骤六中，符号估计器完成对频域发射符号的软估计，得到估计值估计方法为00610062其中，是时域发射符号的均值估计值，其计算方法为00630064其中，是QPSK符号映射集合，即表示符号集说明书CN104135455A6/7页9合中的一个取值，表示时域发。
20、射符号估计值取符号集合中某一个符号的概率。0065概率的计算方法如下00660067其中，PDK,L表示第K个发射符号第L个编码比特取0、1的概率，其值使用步骤五中译码器输出的编码比特的似然率LDK求得，即00680069步骤六中涉及的频域判决反馈均衡器的前向滤波器和反馈滤波器系数更新方法如下0070对单天线接收的数据符号在频域建立如下等式00710072其中，SDS1,SK是发射数据符号的DFT变换，VV0,VK1是信道添加噪声的DFT变换，K是数据符号的长度，DIAG表示矩阵的对角化。0073于是，对第K个接收数据符号SK有如下关系0074ZD,KHKSKVK0075于是，对于NRNR2个。
21、接收天线而言，NR个接收天线接收的第K个频域发射数据符号SK有如下关系00760077其中，ZD,K是由NR个接收天线接收的第K个数据符号的DFT变换组成的数据矢量，HK是由NR个接收天线接收的第K个数据符号的信道频域响应组成的信道响应矢量，VK是信道添加噪声的DFT变换。0078频域判决反馈均衡器的的频域估计误差如下00790080其中，H表示矩阵共轭转置。0081于是，按照最小均方误差MMSE准则，频域判决反馈均衡器的前向滤波器和反馈滤波器系数更新公式为00820083说明书CN104135455A7/7页100084其中，是噪声方差，COVSK,SK是频域发射数据符号自相关，是频域发射符。
22、号和其频域估计符号的互相关。0085COVSK,SK的计算方法如下00860087其中，ESK是频域发射符号的均值，E|SK|2是频域发射符号平方的均值；其计算公式如下008800890090其中，是时域发射符号估计的均值，是时域发射符号估计平方的均值；其计算公式如下009100920093的计算方法如下00940095于是，频域判决反馈均衡器的前向滤波器AK和反馈滤波器系数BK更新公式可以简化为009600970098实施实例浅水声通信系统，水深50米，QCLDPC码编码速率1/2，数据帧帧头长为128比特，信息数据长为600比特，水声信道模型为混合声速梯度信道。0099采用本发明方法时，误比特率曲线对比如图3图5所示。从图3可以看到，与没有联合迭代的情况相比，使用本发明的联合迭代处理方法，2次迭代可以获得大于5DB的信噪比增益；由图4可见，联合迭代均衡和译码的次数越多，系统性能越好；图5进一步说明，使用更多的接收天线，可以获得更多的空间分集增益，从而获得更多的信噪比增益，提升通信系统的接收性能，获得更低误码率的数据传输。说明书CN104135455A101/3页11图1图2A图2B说明书附图CN104135455A112/3页12图3图4说明书附图CN104135455A123/3页13图5说明书附图CN104135455A13。